Generator funkcji na xr2206 i zakłócenia przy niskich częstotliwościach

Z tego co zobaczyłem jak dla mnie to wina oscyloskopu/sondy.
Nie piszesz przy jakich częstotliwościach to widać - nie możesz wówczas dać większej podstawy czasu na oscyloskopie? (aby widać było jeden - dwa okresy)? oraz czy nie da się poprawić/wyregulować wyzwalania?

To nie są żadne zniekształcenia sygnału, lecz problemy z oscyloskopem.
Przykład z sygnałem z komórki tu na nic, gdyż ma inną wartość napięcia, inny kształt.
Problem bierze się prawdopodobnie z tego że przy niższych częstotliwościach układ synchronizacji oscyloskopu gubi sygnał - bo ten jako trójkąt wcale nie jest najlepszy jako sygnał wyzwalający gdyż jego "stromość" maleje w miarę obniżania częstotliwości.
Nie znam tego oscyloskopu, ale na pewno są tem regulacje od synchronizacji - czułość, (poziom, próg itp), poza tym są możliwe różne rodzaje wyzwalania, polaryzacji itp.
Gdy widzisz te "zniekształcenia" - kręć i reguluj wyzwalanie/synchronizacja czy jak to tam jest opisane.
Wypadałoby poznać oscyloskop na którym robisz pomiary.
W ostateczności możesz ustawić synchronizację zewnętrzną i doprowadzić sygnał do we.X albo może jest tam inne osobne we. "synchro", ale sygnał najlepiej podać tam prostokątny. Bo o ile pamiętam XR2206 ma dwa wyjścia: sin/tr i prostokąt, więc trójkąt podajesz na we.Y a prostokąt na synchronizację.

nifelheim wrote:

... Przeprowadziłem jednak eksperyment z najprostszym układem testowym z datasheetu.
Zjechałem do 2Hz otrzymując czyste przebiegi na oscyloskopie.
Wniosek: coś jest nie tak na płytce.
Może być to wina kiepskich lutów np? Czego jeszcze?

Lutow, byc moze, projektu i layoutu PCB na pewno. Tu, niestety, specjalisci z EdW zademonstrowali, ze potrafia projektowac uklady w sposob, w jaki tego robic nie nalezy.
Pomysl sterowania XR2206 zrodlem pradowym w zakresie trzech dekad nie jest zly, ale o tym, ze takie rozwiazanie wymaga ukladu o wysokim wspolczynniku S/N, autorzy nie pomysleli, choc to lezy na reku: 3 dekady strojenia wymagaja dynamiki sygnalu pur rownego 60dB. Dodajmy minimum 20 dB odstepu S/N, jaki musi realizowac zrodlo, a otrzymamy wymaganie S/N > 80 dB dla calosci. Dotyczy to nie tylko zrodla pradowego (tu realizowanego na T1, T2, U3), ale i zasilania (filtracja, stabilizacja).
Tymczasem ten uklad, i ten layout wzgledem takich wymagan to wolne zarty.
1. Zasilacz: brak filtracji zaklocen, bledy layoutu. Pomysl pozyskiwania symetrycznego napiecia metoda masy pozornej jest w takim ukladzie kompletnie chybiony. Jedynym sensownym wyjsciem byloby zafundowanie kompletnie nowego, porzadnie wykonanego zasilacza symetrycznego.
2. Uklad zrodla zawiera blad fundamentalny: w miejscu R19 powinno byc zrodlo pradowe (niskoszumne); w przeciwnym razie P3 i PR2 powinny byc rozpiete na dobrze filtrowane i fizycznie te same punkty zasilania (+ i -); rowniez R19 powinien byc polaczony z jednym z nich. W idealnym przypadku te punkty zasilania zrodla powinny byc dobrze filtrowanie i odsprzezone od zasilania pozostalych fragmentow ukladu (t.j. od Vcc i Vee). Zasilanie emiterow T1/T2 powinno byc perfekcyjnie odfiltrowane wzgledem masy lokalnej zrodla, t.j. punktu uziemienia rezystorow R18/R20.
3. U3 jest zbytkiem wprowadzajacym tylko degradacje. Aby go wyeliminowac, wystarczy odwrocic stronami zasilania Vcc i Vee dla P3, PR2 oraz R19, a T1 i T2 zamienic na niskoszumne typu NPN, kolektor T2 podac na pin 7 XR2206.
W zrodle wszystkie rezystory powinny byc metalizowane, P3 i PR2 drutowe lub cermet (niskoszumne).
Sam ten layout jest tak zalosnie beznadziejny, ze prosciej i jepiej byloby zmontowac uklad od podstaw, chocby na plytce uniwersalnej.
Tak czy siak, pierwszym kandydatem do wymiany jest zasilacz. Potrzebujesz zasilania symetrycznego o tetnieniach szyn na poziomie rzedu 1 mVpp, a w zasilaniu samego zrodla, rzedu 0.1 mVpp (max!). Wtedy eliminujesz oczywiscie U1D z ukladu.

[url=http://www.tnt-audio.com/clinica/regulators_noise2_e.html] Wskazany artykul jest bardzo rzeczowy.

nifelheim wrote:

... jak zmierzyć tętnienie rzędu 1mVpp czy 0.1 mVpp? Jaka jest dobra praktyka?
Czy będę w stanie zrobić to używając posiadanego starego poradzieckiego oscyloskopu?

Wystarczy jeden stopien wzmocnienia na WO, oczywiscie w konfiguracji nieodwracajacej, aby mial on wysoka impedancje wejsciowa; wejscie oczywiscie zabezpieczyc diodami. Idealnie nadaja sie typy niskoszumne oraz z malymi pradami polaryzacji wejsc, np. JFET-Input. Pozadane jest tez szerokie pasmo, stad np. dla wzmocnienia Ku = 100V/V oraz pasma DC ... Fc = 1MHz (-3dB) potrzebny jest WO z parametrem Gain-Bandwith, GBW ≧ Ku*Fc = 100 MHz. Taki uklad rowniez bedzie wymagal starannej filtracji zasilania.

nifelheim wrote:

...

nemo07 wrote:

[...]W idealnym przypadku te punkty zasilania zrodla powinny byc dobrze filtrowanie i odsprzezone od zasilania pozostalych fragmentow ukladu (t.j. od Vcc i Vee). Zasilanie emiterow T1/T2 powinno byc perfekcyjnie odfiltrowane wzgledem masy lokalnej zrodla, t.j. punktu uziemienia rezystorow R18/R20. [...]

Mógłbyś powiedzieć coś więcej?

Zrodlo pradowe, schematycznie przedstawione na rys. 5, jest faktycznie wzmacniaczem roznicowym, tzn. generowany prad sterujacy, I2, jest iloczynem transkonduktancji (roznicowej) gm tego stopnia oraz roznicy napiec baz T1 i T2, czyli
I2 = gm*Uid , Uid = Ub1 - Ub2
Ponadto ta gm jest funkcja pradow emiterowych T1 i T2, w uproszczeniu, liniowa, czyli
gm ≈ k*Iee, Iee = Ie1 + Ie2.
(Jest to grube uproszczenie, ale wystarczy zauwazyc, ze w stanie T1/T2 bliskim rownowagi (Uid ≈ 0) prad I2 jest proporcjonalny do Ie2 = Iee/2 niezaleznie od faktu zalozonej rownowagi, dlatego powyzszy zapis jest uprawniony przy zalozeniu Uid ≈ 0 = const.)
Dla Iee z kolei mozna przyjac uproszczenie (z dalszym uproszczeniem wzgledem Ube ≈ 0,6V ≈ const)
Iee ≈ (Vcc-Ube)/R19 ≈ Vcc/R19 <--- I to uzycie rezystora, R19, w miejscu, gdzie powinno byc zrodlo pradowe, gwarantujace warunek Iee = const ---> gm = const, jest fundamentalnym bledem ukladu, gdyz zaklocenia Vcc przenoszone sa na wartosc I2 wedle zaleznosci:
I2 = gm*Uid = k*Iee*Uid = (k/R19)*Vcc*Uid
Zatem zaklocenie szyny Vcc o wartosc ΔVcc wywola zaklocenie I2 o wartosc
ΔI2 = (k/R19)*ΔVcc*Uid i to objawi sie efektem "jitter", ktory obserwujesz.
Z prostego rachunku mamy, ze w stanie bliskim rownowadze T1/T2, szum szyny Vcc, ΔVcc = 1mV wywola szum pradu I2
ΔI2 = ΔVcc/(2*R19) ≈ 0,25 uA. O wiele za duzo!
(Stad postulat, aby Vcc bylo perfekcyjnie filtrowane wzgledem masy lokalnej dla R18/R20.)
Ten jitter w tym ukladzie jest obecny w calym zakresie, a najbardziej widoczny jest akurat na dole zakresu pomimo tego, ze wtedy para T1/T1 jest bliska stanu zrownowazenia, ale rowniez tutaj jest blad ukladowy (niesymetria zasilan P3 i PR2), ktory wprowadza dodatkowy kanal indukowania zaklocen poprzez czynnik roznicowy (Ub1 - Ub2), ktorego efekt mozna oszacowac w analogiczny sposob jak pokazalem dla czynnika Vcc ("common mode").
(Stad ten drugi postulat, aby obydwie szyny lokalnego zasilania zrodla byly starannie filtrowane.)
Zrodlem zaklocen w takim ukladzie sa tetnienia (100 Hz) oraz szumy stabilizatora i ukladu T1/T2, a w szczegolnosci szumy typu 1/f, ktore w dolnym zakresie strojenia sa zauwazalne, lecz w calym zakresie strojenia dominujace (wystepuje modulacja fazy/czestotliwosci szumami), jesli uklad nie jest projektowany pod katem minimum szumow.
Google: 1/f noise.
W gornym zakresie ten jitter z tytulu tetnien oraz szumow 1/f wystapi rowniez, i bedzie mial identyczna wartosc RMS, niezaleznie od ustawionej czestotliwosci, ale uklad synchronizacji oscyloskopu jest wystarczajaco szybki, aby go wyeliminowac z prezentacji na ekranie ("sync" oscyloskopu podaza za chwilowymi dewiacjami fazy), a ponadto wzgledna wartosc jitter w domenie czestotliwosci maleje z jej wzrostem (ΔF/F zdaza do zera), przez co efekt ten staje sie niezauwazalny (porownaj skutek jitter o wartosci 10 Hzpp przy F = 20Hz z jego skutkiem przy F = 10 kHz).
Uklad integratora na jakim pracuje generator trojkata w XR2206 tlumi natomiast czesciowo komponenty zaklocen (pradu I2) o wyzszych czestotliwosciach, proporcjonalnie do ich czestotliwosci (integrator == filtr dolnoprzepustowy).

nifelheim wrote:

... Intuicja podpowiada mi, że chodzi o odseparowanie układu źródła prądowego od reszty układu, a jego zasilanie ma być dodatkowo filtrowane kondensatorami o dużych i małych pojemnościach (podobnie jak w samym zasilaniu). Poprzez odseparowanie mam na myśli fizyczne usytuowanie układu na pcb i prowadzenie masy. Ale to są moje domysły wytworzone na podstawie płytkiej jeszcze wiedzy oraz krótkiej praktyki.

Intuicja Cie nie zwodzi, aczkolwiek w ukladzie z tak niklymi pradami nie ma wiekszych problemow, jesli w projekcie PCB przyjmie sie regule "maksimum miedzi" dla GND i nie uczyni szkolnych bledow przy prowadzeniu sciezki od prostownika Graetza do pierwszego kondensatora filtra jak to zademonstrowali fachowcy z EdW (D1/D3 do plusa C7). Ten kawalek "wspolnej" dla prostownika i reszty ukladu sciezki indukuje ekstra tetnienia pochodzace od pikow pradu ladowania C7.

nifelheim wrote:

... Dotknąłeś tematów współczynnika sygnału do szumu i dynamiki sygnału. Zdecydowanie muszę się podciągnąć z tych zagadnień. Czy nie posiadasz przypadkiem źródła wiedzy, który by mi to umożliwił? Książka, link... ?

Uncle Google Ci podpowie: S/N ratio vs dynamic range

Zauwazylem pomylke w tym co pisalem; w stanie rownowago T1/T2 czestotliwosc bedzie nie na dole lecz gdzies po srodku skali, ale nie bede juz poprawial, bo to malo znaczace detale.
Jesli juz fundujesz nowy zasilacz to nie zaluj mu napiecia, ±9...12V bedzie OK i bardziej odpowiednie, jesli R19 ma zastapic proste zrodlo 3,5mA z tranzystorem i dioda Zenera. Nie zapomnij tylko dobrze zblokowac te diode, bo diody Z maja zwykle znaczne szumy w szerokim pasmie, od ulamkow Hz do MHz. Lepsze pod tym wzgledem sa niskoszumne referencje (jak np. AD680), ale w tym wypadku wypadaloby dodac w szereg z generowynym napieciem jedna mala diode Si celem kompensacji dryftow termicznych napiec Ube pary T1/T2. Jesli natomiast nie dbasz o dryft termiczny skali, to ta dioda jest zbedna.
Alternatywnym rozwiazaniem byloby zrodlo na bazie niskoszumnej referencji + WO.
Szumy w galeziach strojenia P3 i PR2 najprosciej potlumisz zasilajac je na obydwu koncach poprzez szeregowe rezystory rzedu ulamka kΩ, po czym blokujac wezly polaczen do masy solidnymi pojemnosciami. To, w polaczeniu ze zrodlem w miejsce R19 powinno skutecznie zniwelowac jitter.

nifelheim wrote:

... natrafiłem w sieci na informację, że ten xr przy wyższych wartościach zasilania wprowadza niby jakieś zakłócenia przy niższych częstotliwościach. Nie wierzę w to do końca ...

Nie przywiazywalbym wagi do takich rewelacji. Sknocic cokolwiek nie jest rzecza trudna, kiedy sie zyje w nieswiadomosci.
Interesujacym byloby skierowac do naszych fachowcow z EdW email z opisem problemu jaki zarejestrowales i zapytaniem, czy takowe doniesienia j.w. potwierdzaja.
A potem zaserwowac im to, co tu zostalo napisane o ich "meisterwerku"

nifelheim wrote:

Dzisiaj dokupiłem do lm317 regulator lm337. Niestety mieli tylko Fairchild, a lm317 mam STMicroelectronics (w sklepie też tylko takie). Niestety dokumentacja fairchild jest dość uboga i nie mogę porównać żadnych charakterystyk.

Dokumentacja Fairchild jest wkurzajaco prymitywna; ja ich te data shits omijam.
Porownywac nie ma sensu. Serie LM3xx pochodza od National Semiconductor (ostatnio przejety przez Texas Instruments), a inni producenci robia je w licencji, dlatego dane powinny byc zasadniczo identyczne (a przynajmniej nie gorsze niz te gwarantowane przez NS).

nifelheim wrote:

Transformator dam TS 8/10, 2x10,5V. Po wyprostowaniu da ponad 14V, a uwzględniając spadki napięć na regulatorach (na oko) powinno być do dyspozycji 12V. Mam nadzieję, że niczego nie pominąłem w tym rozumowaniu.

Pominales wahania w sieci. Ustaw lepiej ±9 lub ±10V i bedzie spokoj.

nifelheim wrote:

Zapomniałem też o spadku 1,4V na prostowniku.
Edit: z dokumentacji odczytałem dla I=0,15A Ud = 0,9V

Na mostku prostowniczym sa dwa spadki Uf . Dla diod Si, Uf ≈ 0.5 ... 1V (zaleznie od typow i wartosci pradu). Tu mozesz przyjac spadek 1.4V.

nifelheim wrote:

Pojawił mi się problem:
Jeśli napięcie tętnień ma być rzędu 0,1mV to korzystając ze wzoru:

Utpp = Iwy / (2 * f * C) <=> C = Iwy / (2 * f * Utpp)
gdzie (jak rozumiem): Iwy - prąd obciążenia 0,15A, Utpp - napięcie tętnień 1mV

otrzymuję, że kondensator filtrujący musiałby mieć... 1,5F.
Czy dobrze rozumuję?

Niezupelnie.
Dla scislej kalkulacji tetnien p-p na filtrze Cf, obciazonym pradem Iwy, nalezaloby rozwiazac problem iteracyjny.
Zgrubna kalkulacja doprowadzila mnie kiedys do zaleznosci na wlasny uzytek praktyczny (prostownik pelnookresowy):
Utpp[V] = 5*Io[A]/Cf[mF]
Dla Io = 0.15 A i Cf = 4m7 otrzymamy Utpp ≈ 160 mVpp; odpowiednio 75 mVpp dla Cf = 10 mF.
I tu jestesmy w temacie:

nifelheim wrote:

Jednocześnie pojawił mi się w głowie teoretyczno-optymistyczny koncept.
Otóż: dokumentacja LM317 stanowi iż układ ten tłumi tętnienia max. do 80dB, a biorąc pod uwagę wykresy powiedzmy 50dB, czyli ok. 300x, tak?
To czy można tak zrobić, że kondensator filtrujący wstępnie wygładzi tętnienia do powiedzmy 0.1V (C≈15000uF), a LM zrobi resztę?

I drugi pomysł, a właściwie całe zagadnienie jak dla mnie, czyli dławiki tętnień. Racja to?

Czy są inne sposoby na osiągnięcie 0.1mV tętnień?

Z danych http://www.ti.com/lit/ds/symlink/lm117.pdf
wykres Ripple Rejection, str. 7/38 oraz parametru Ripple Rejection Ratio, tabelka LM317A and LM317 Electrical Characteristics, str. 6/38
mamy dla Cadj = 10 uF, RRR ≧ 80 dB @ f = 100 Hz, przyjmujemy 80 dB.
Mamy zatem
Utpp-out = Utpp-in/{10^[(log RRR)/2]} = Utpp-in*10^-4
Otrzymamy Utpp-out = 16 uVpp dla Utpp-in ≈ 160 mVpp, wzglednie 7.5 uVpp dla Utpp-in ≈ 75 mVpp.
Realnosc tej wartosci RRR potwierdza linkowana strona http://www.tnt-audio.com/clinica/regulators_noise2_e.html
niemniej sa to wykresy RRR, i nie odzwierciedlaja faktycznego poziomu oczekiwanych zaklocen na wyjsciu LM3xxx, gdyz same szumy wlasne LM3xx sa znacznie wyzsze niz skutecznie potlumione tetnienia 100 Hz, i leza bodaj na poziomie rzedu 1 mVpp (szerokopasmowe, mierzone np. w pasmie DC ... 1 MHz).
Mozna je zredukowac filtrem RC dla galezi zasilajacych wylacznie P3 i PR2 (wydzielone wezly Vcc' i Vee'). Podajac Vcc oraz Vee na te newralgiczne wezly przez np. R = 1k, C = 1 mF || 10...100 nF (ceramiczny) uzyskujesz dolny "corner" (-3 dB) 0,16 Hz, tlumienie 20 dB/dekade ze wzrostem czestotliwosci. W sumie nie jest zle.
Porzadnie zaprojektowane zrodlo (pradowe, emiterowe) T1/T1 powinno gwarantowac wystarczajace tlumienie (> 70 dB, aczkolwiek tu nie zajdzie taka potrzeba) tetnien szyny Vee, do ktorej moze byc wprost zapiete. Glowne wymagana tutaj to male szumy i maly dryft termiczny (= "plyniecie" skali).
Istotna jest dobra filtracja szerokopasmowych szumow szyn (Vcc i Vee), gdziekolwiek zostana one uzyte przez uklad zrodla (= calosci ukladu obslugujacego pin 7 XR2206).
Egzystuja tez specjalne, niskoszumne uklady regulatorow liniowych (Linear Technology ma w programie, LDR, typu nie pomne).

nifelheim wrote:

... doszedłem do wniosku, że skoro LMy tłumią z siłą 80dB to zakładając tętnienia na poziomie 0,5Vpp za kondensatorem, regulatory zmniejszą je do 0,05mVpp.
Wtedy kondensatory mogłyby mieć wartość 2200uF (1500uF z podanej przez Ciebie zależności). ...

Moje wyprowadzenie zakladalo idealny kondensator filtru (ESR = 0 Ω). Realne wartosci ESR dla kondensatora elektrolitycznego moga lezec w zakresie kilku mΩ do ulamka Ω, zaleznie od typu i producenta. Jezeli zalozymy ESR = 0.1 Ω oraz pik pradu ladujacego rzedu 1 A, otrzymamy "szpilki" napiecia nalozone na teoretyczny model (idealnego kondensatora).
Taka szpilka pradu generuje tez szpilke 1 mV na odcinku Cu o rezystancji 1 mΩ. Dlatego w zasilaczach niskoszumnych layout PCB jest krytyczny.

Zwroc uwage, ze ch-ka Ripple Rejection v Frequency dla regulatora liniowego opada typowo poczynajac od kilkuset Hz wzwyz (podobnie maja sie ch-ki Power Supply Rejection v Freq. wzmacniaczy operacyjnych).
Dlatego istotne jest blokowanie zaklocen wyzszych czestotliwosci przed regulatorem, w tym, poprzez filtracje LC po stronie wejscia sieciowego.

nifelheim wrote:

... Szukałem też tych niskoszumnych regulatorów, LT317 i LT337, ale nie dokopałem się do żadnego sklepu, który ma je w ofercie.

Stiop! To nie sa typy niskoszumne, tylko produkowane przez LT w licencji typy LM3xx, co zreszta sama numerologia powinna sugerowac.
Typy niskoszumne znajdziesz w google: low noise linear regulator, itp.
W masowej produkcji niskoszumnych/precyzyjnych IC's wioda Analog Devices, Burr-Brown (obecnie Texas Instruments), Linear Technology. Oferuja one online obszerne materialy: white papers, app. notes, app. reports, etc.
Polecam.

W odroznieniu od standardowych, dla typow low noise podawane sa szumy zwykle w zakresie od 10 Hz wzwyz i to ma wystarczyc. Wystarcza dla zastosowan audio. Nie wystarcza dla zastosowan precyzyjnych.
Kiedy nie sa podawane szumy w bardziej interesujacym zakresie: 0.1 (0.01) ... 10 Hz, mozna spokojnie zalozyc, ze sa one wysokie lub bardzo wysokie (w przeciwnym razie producent nie omieszkalby ich obszernie kontemplowac na pierwszych stronach swojego data sheet).
Przy wysokich wymaganiach w tym wzgledzie zwykle sa konstruowane uklady na bazie specjalnie wybranych niskoszumnych elementow, gdyz innej alternatywy praktycznie nie ma.
Faktycznym killerem w tym wzgledzie sa szumy 1/f. Ich filtracja bywa niepraktyczna, stad trend do stosowania ukladow "chopped" lub "chopper stabilized" ("Zero-Drift Op Amp").

nifelheim wrote:

... Opracowałem schemat zasilania.

OK, nie zaluj miedzi.

nifelheim wrote:

nemo07 wrote:

...Zwroc uwage, ze ch-ka Ripple Rejection v Frequency dla regulatora liniowego opada typowo poczynajac od kilkuset Hz wzwyz (podobnie maja sie ch-ki Power Supply Rejection v Freq. wzmacniaczy operacyjnych).
Dlatego istotne jest blokowanie zaklocen wyzszych czestotliwosci przed regulatorem, w tym, poprzez filtracje LC po stronie wejscia sieciowego.

Tutaj muszę przyznać, że nie do końca rozumiem te wykresy, a konkretnie nie wiem jak interpretować oś odciętych. ...
Co mówi mi wykres Ripple Rejection vs Fequency dokładnie? Czym jest dla regulatora ta częstotliwość?

Ripple Rejection Ratio (wspolczynnik tlumienia tetnien) to stosunek napiecia tetnien na wejsciu regulatora (napiecia AC "wstrzyknietego" do szyny zasilania DC wejscia) do napiecia tetnien na wyjsciu (napiecia AC "ekstrachowanego" z szyny wyjsciowej DC regulatora), wyrazony w dB.
Przemiata sie czestotliwosc generatora wstrzykujacego fale AC i rejestruje odpowiedz, analogicznie do pomiarow pasma przenoszenia wzmacniacza. To cala filozofia.
Inaczej definiowany jest Power Supply Rejection Ratio (wspolczynnik tlumienia zasilania), gdyz jest on odnoszony nie do wyjcia, ale do wejscia WO, dlatego czasem wyrazany w mV/V zamiast w dB. Poza tym pomiar PSRR v Frequency dokonywany jest analogicznie.
PSRR = 100 dB przy danej F oznacza, ze na 1 V sygnalu (zaklocania) AC nalozonego na szyne zasilania, w sygnale wyjsciowym WO pojawi sie zaklocenie rownowazne wstrzyknieciu na wejscie WO zaklocenia o wartosci 100 dB ponizej poziomu 1V, czyli 10^(-5) V, innymi slowy taki PSRR generuje 0.01mV/V.

Warto zauwazyc, ze fala 100 Hz na kondensatorze po prostowniku pelnookresowym nie jest czysta sinusoida 100 Hz, zawiera harmoniczne sieci oraz rozne zaklocenia. Zaklocenia moga miec spektrum siegajace MHz, gdzie kondensatory elektrolityczne sa nieskuteczne (zbyt wysokie ESL), stad dodatki w postaci ceramicznych (niskie ESL).

nifelheim wrote:

...Wracając do tematu i filtrów LC przed regulatorem. Czy gdybym dał dławik 1,5mH i 2x4700uF w układzie filtru dolnoprzepustowego:

to nie wytłumiłbym dodatkowo tych tętnień? Porachowałem ze wzoru częstotliwość rezonansową:
f = 1/[(3,14*√(LC)] => f = 85Hz
Czyli jak rozumiem częstotliwości ponad 85Hz będą tłumione. Czy taka indukcyjność, poza spadkiem napięcia na dodatkowej impedancji, wprowadzi jeszcze coś niepożądanego?

No, to juz prawdziwa rozpusta. Niemniej, o ile rdzen dlawika nie nasyci sie skladowa DC, daje on szerokopasmowe tlumienie, jesli dolozysz ceramiczne dyski.
Zwykle stosuje sie filtry wejsciowe AC (230V), tlumiace zarowno zaklocenia wspolbiezne (common mode) jak i roznicowe (differential mode). Google EMI filter, common mode interference, itd.

nifelheim wrote:

nemo07 wrote:

...W odroznieniu od standardowych, dla typow low noise podawane sa szumy zwykle w zakresie od 10 Hz wzwyz i to ma wystarczyc. Wystarcza dla zastosowan audio. Nie wystarcza dla zastosowan precyzyjnych.
Kiedy nie sa podawane szumy w bardziej interesujacym zakresie: 0.1 (0.01) ... 10 Hz, mozna spokojnie zalozyc, ze sa one wysokie lub bardzo wysokie (w przeciwnym razie producent nie omieszkalby ich obszernie kontemplowac na pierwszych stronach swojego data sheet).

Tutaj znowu mam ten sam co wyżej problem z osadzeniem się w kontekście częstotliwości. ...

Teoria szumow bazuje na rozkladzie spektralnym gestosci mocy szumow, p_n = f (F).
W systemie o impedancji R (w metrologii standardowo 50 Ω) gestosc te wyrazaja zaleznosci p_n = i_n²*R = u_n²/R, gdzie i_n, u_n - wartosci RMS pradu, napiecia szumow.
Np. szumy termiczne (Google Johnson noise), zwane bialym szumem, maja rozklad gestosci CONST, czego konsekwencja jest, ze moc szumow P_n jest proporcjonalna do pasma B [Hz] w ktorym je mierzymy (P_n jest integralem p_n(F)dF w danym zakresie B = F2 - F1).
Polprzewodniki maja rozklady bedace kompozycja roznych typow, Johnsona, 1/f, 1/f² itd.
Poniewaz realne elementy wzmacniajace reaguja na sygnaly napieciowe, albo pradowe, a zarazem te wielkosci sa wprost mierzalne, spektralna gestosc szumow przedstawiana jest w postaci pierwiastka z mocy, a wtedy pojawiaja sie √Hz. Majac taki rozklad, np u_n(F), mozna wyznaczyc wartosc RMS napiecia szumow w danym pasmie B liczac integral [u_n(F)]² w przedziale B.
Regulator liniowy jest ukladem WO z referencja, sterujacym tranzystorem wykonawczym, w petli sprzezenia zwrotnego. W standardowych regulatorach (78xx, LM3xx itp.) wlasciwosci szumowe sa zdeterminowane przez wysokie szumy 1/f zarowno WO jak i referencji.

nifelheim wrote:

nemo07 wrote:

No, to juz prawdziwa rozpusta. Niemniej, o ile rdzen dlawika nie nasyci sie skladowa DC, daje on szerokopasmowe tlumienie, jesli dolozysz ceramiczne dyski.

Ale rozpusta w jakim sensie? Za duża indukcyjność?
Jak dobrać zatem wartości LC w takiej sytuacji?

Dzięki za temat filtrów EMI. Widzę, że jest cała mnogość takich filtrów, że o ich różnych wartościach nie wspomnę. Są na AC, DC, bez połączeń galwanicznych (nawet takie mam po demontażu drukarek).
Muszę poszukać informacji jak dobrać taki filtr

Powod powszechnego stosowania filtrow EMI przy wlocie 230 VAC jest prosty: po stronie sieciowej sa zazwyczaj nizsze wartosci pradu niz po stronie wtornej/zasilacza/prostownika, zatem problemy nasycenia rdzenia dlawika sa tam mniejsze, a ponadto odpadaja wowczas problemy z RFI po stronie wtornej zasilania.
Zbuduj sobie ten przedwzmacniacz do oscyloskopu, a sam bedziesz mogl zdecydowac, jakie srodki filtracji beda ekonomicznie uzasadnione.
Dodaj w tym przedwzmacniaczu na wejsciu rowniez przelaczane filtry: low pass, band pass i high pass. To ulatwi obserwacje.

PCB wyglada OK.

nifelheim wrote:

Zmontowałem na płytce stykowej jedną "połówkę" zasilacza i pomierzyłem.
Na razie, nie zakupiłem jeszcze wszystkich brakujących części, więc układ zbudowałem z użyciem kondensatora 2200uF i R1 węglowym 220R.
Wyodrębniłem w tej konfiguracji trzy rodzaje zakłóceń.
Zakłócenia:
1. w przybliżeniu o stałej ilości cykli, powtarzające się z częstotliwością ok 62kHz o Upp≈0,01Vpp,
2. powyższe "porcje" tętniące z częstotliwością ok 1,6MHz,
3. nieuchwytne przez mój oscyloskop śmieci, które wyglądają jak szum, a co za tym idzie mogą być wspomnianymi wcześniej szumami 1/f.
Spodziewałem się wartości 100x mniejszych.
Zatem albo źle rachowałem, albo źle interpretuję pomiary, albo LM317 nie stłumił tętnień z siłą 80dB tylko 20dB.

Szumy 1/f widoczne sa jako powolne fluktuacje napiecia (obserwowac przy sprzezeniu DC, na niskiej podstawie czasu, najlepiej z uzyciem filtra low pass).
Te 62kHz moga pochodzic od energooszczednych zarowek itp. switchers.
Sygnal 1.6 MHz moze miec zrodlo w oscylacjach LM3xx, kiedy nieodpowiednio zblokowany (sa kaprysne wzgledem Cout oraz ich ESR - czytaj data sheets); plytki stykowe nie sa odpowiednie do testowania takich ukladow.
Jak juz pisalem, patrz na charakterystyke Ripple Rejection. LM3xx potlumi 60 kHz nie lepiej niz 50 dB, a 1 MHz najwyzej 20 dB. Zatem filtry EMI lub dlawiki przed LM3xx.