"Przykładowe parametry: Us=20V Zwy=4omy Pwy=20W"
Nie uda się uzyskać 20W na 4Ω przy 20V zasilania. Maksymalne szczytowe napięcie zmienne (audio) teoretycznie możliwe do uzyskanie w tym układzie przy tym zasilaniu wynosi 10V (połowa Us) a moc dla sygnału sinusoidalnego o amplitudzie U wynosi: P = U²/(2*R)
Dla U=10V i R=4Ω wychodzi 12.5W
Faktycznie napięcie szczytowe będzie mniejsze niż Us/2 ponieważ bazy Q4 i Q5 nie będą nigdy wysterowane aż do +Us i GND a napięcie na wyjściu wzmacniacza będzie jeszcze pomniejszone o spadki na złączach baza-emiter (Ube około 0.7V) i spadki na opornikach RQ4 i RQ5. Zakładając na przykład margines 1.5V od góry i od dołu, czyli U=8.5V, dostajemy 9W dla 4Ω (albo 4.5W dla 8Ω).
Istotny jest również prąd maksymalny w szczycie sinusoidy, który wynosi po prostu: I = U/R
Dla U=8.5V i R=4Ω prąd maksymalny I=2.25A, co pozwala z grubsza określić jakie tranzystory mocy będą potrzebne. W rzeczywistości prąd w pewnych okolicznościach może być większy ze względu na to, że obciążenie nie jest czysto rezystancyjne: kolumny głośnikowe posiadają zwrotnice, same głośniki w obudowach miewają rezonanse, które wpływają na ich impedancje elektryczne, itd. i w rezultacie impedancja obciążenia wzmacniacza dla pewnych częstotliwości może być mniejsza od znamionowej nawet kilka razy. Z tego powodu dla bezpieczeństwa przyjmijmy, że Imax = 5A.
Tak więc tranzystory mocy powinny mieć Icmax = 5A, Ucemax = 20V lub więcej. Współczynnik wzmocnienia prądowego β dla takich tranzystorów zazwyczaj nie jest zbyt duży, wynosi z reguły 30-100 i spada dość szybko dla większych prądów. I to jest problem, bo nawet dla β=100 przy prądzie kolektora 5A potrzebny prąd bazy wynosi 50mA, a więc dużo, bo wyśrubowałoby to wymagania dla tranzystora sterującego Q3. Dla przykładu, gdyby zamiast R6 było źródło prądowe, to musiałoby mieć prąd 50mA i wówczas pełne wysterowanie Q5 miałoby miejsce gdy Q3 jest zatkany, a pełne wysterowanie Q4 gdy Q3 przewodzi 100mA (50mA dla bazy Q4 i 50mA dla źródła). Dla U=0 Q3 musiałby przewodzić 50mA, co przy Us=20V daje 1W strat w Q3 i źródle łącznie przy braku sygnału. Z tego powodu jako tranzystory mocy zazwyczaj stosuje się Darlingtony lub poprzedza je mniejszymi tranzystorami co pozwala na zwiększenie β do 1000 i więcej. Oczywiście stosowanie Darlingtonów dodatkowo zmniejsza maksymalne napięcie wyjściowe, bo wymagany margines musi być powiększony o spadek napięcia na dodatkowym złączu baza-emiter.
Dla dalszych rozważań przyjmę, że zamiast R6 mamy źródło prądowe na tranzystorze (dla uproszczenia obliczeń), a zamiast Q4 i Q5 mamy Darlingtony o β=1000 i Ube=1.4V, ponadto będę się odnosił do oryginalnego schematu uzupełnionego o oporniki emiterowe RQ4 i RQ5 ale z oryginalnym dzielnikiem sprzężenia zwrotnego R7/R8 (bez kondensatora CQ2, dołożonego zbyt wcześnie).
Przy prądzie maksymalnym 2-3A i niezbyt wysokim napięciu zasilania wartość oporników RQ4 i RQ5 powinna być niezbyt duża żeby nie tracić na amplitudzie na wyjściu, 0.1Ω wydaje się być w sam raz. Oczywiście przy braku sygnału prąd spoczynkowy powinien być w granicach 10mA, więc im mniejsze RQ4 i RQ5 tym trudniej będzie go ustawić i utrzymać, ale chyba nie ma wyjścia. Diody D1 i D2 muszą być zastąpione regulowaną diodą na tranzystorze małej mocy (jak już opisywałem) lub czterema diodami. Zakładamy, że problem prądu spoczynkowego tranzystorów mocy jest już rozwiązany, żeby przejść dalej.
Przy β=1000 i Ic=5A prąd bazy Q5 wynosi 5mA, zakładamy z pewnym zapasem źródło prądowe o wydajności 7mA. Tym samym z identycznym zapasem zakładamy, że dla pełnego wysterowania Q4 przez tranzystor Q3 musi popłynąć 14mA, a dla spoczynku 7mA. Tranzystor Q3 (zapewne typowy średniej mocy w rodzaju BD138) ma β≧100, więc prąd bazy Q3 będzie nie większy niż 0.07mA dla spoczynku i będzie się wahał od 0 do max 0.14mA podczas pracy. Prąd ten potrzebny jest do określenia całkowitego prądu tranzystorów Q1 i Q2 tworzących wejściowy wzmacniacz różnicowy.
Wzmocnienie pary różnicowej Q1-Q2 jest największe gdy łączny prąd płynący przez R5 dzieli się równo pomiędzy oba tranzystory, jednocześnie jest to najbardziej liniowy odcinek charakterystyki prąd-napięcie. Z uwagi na to, że baza Q1 jest zasilana z dzielnika oporowego, prąd płynący przez opornik R5 jest w przybliżeniu stały i równy Ie. Własności pary różnicowej są takie, że przy różnicy napięć wejściowych 25mV prąd Ie dzieli się pomiędzy tranzystory w proporcji 73% - 23%, a przy różnicy 100mV w proporcji 98% - 2% i dla takich amplitud jest to już w zasadzie nie tyle wzmacniacz co ogranicznik sygnału. W przypadku rozpatrywanego wzmacniacza zerowa różnica napięć na wejściu pary powinna odpowiadać Ib3=0.07mA (a więc napięciu spoczynkowemu na wyjściu), wówczas dodatnia różnica na wejściu pary odpowiadałaby Ib3=0.14mA a ujemna Ib3=0mA. Przyjmując łączny prąd pary Ie=1mA, takie zmiany (o +/- 7% czyli +/-0.07mA) odpowiadałyby zmianom napięcia wejściowego pary o +/- 7mV, które wydają się być dostatecznie małe ze względu na nieliniowość a także ze względu na konieczny zapas na wypadek pewnej desymetryzacji, czyli sytuacji gdy napięcie spoczynkowe na wyjściu wzmacniacza z jakichś powodów nie odpowiadałoby dokładnie zerowemu napięciu na wejściu pary.
Mając wybrany prąd pary różnicowej Ie=1mA można obliczyć wartość opornika R3. Powinien on być taki, żeby przy Ic1=0.5mA w bazę Q3 wpływało 0.07mA, a więc zakładając Ube=0.65V mamy:
R3 = Ube / (Ic1 - Ib3) = 0.65V / (0.5mA - 0.07mA) = 1.5kΩ
I od razu widać, że jeżeli w rzeczywistości wartość Ube będzie nieco inna lub się zmieni pod wpływem temperatury, to oczywiście sprzężenie zwrotne to wyrówna ale nastąpi pewna desymetryzacja pary różnicowej, dlatego przyjęty arbitralnie łączny prąd pary Ie nie może być zbyt mały.
Pozostaje ustalić napięcie na bazach pary różnicowej. W zasadzie nie ma z tym problemu o ile chodzi tylko o prąd stały, też można wybrać sobie arbitralnie. Na przykład można wybrać Ub1=Ub2=2V, wówczas przy Us=20V powinno być R1=9*R2 oraz R8=4*R7 zakładając oczywiście, że prądy baz Q1 i Q2 są pomijalnie małe. To ostatnie z reguły jest nieźle spełnione, bo jako Q1 i Q2 stosuje się typowo tranzystory w rodzaju BC547B (lub C) ze współczynnikiem β≧300, natomiast widać problem z uzyskaniem odpowiedniego wzmocnienia napięciowego całego wzmacniacza, które dla podanych wartości R7 i R8 wyniesie zaledwie 5V/V. Wzmocnienie to można zwiększać jedynie przez dalsze zwiększanie stosunku R8/R7 ale rychło napotyka się na ograniczenie jakiegoś minimalnego napięcia bazy Q, przy którym nie da sie już założyć, że prąd pary różnicowej Ie jest stały. Ponadto im większy stosunek R8/R7 tym większe pływanie napięcia spoczynkowego na wyjściu wzmacniacza spowodowane desymetryzacją i pływaniem pary czy innymi przyczynami. Akurat w tym wzmacniaczu to nie ma znaczenia ze względu na elektrolit na wyjściu, ale we wzmacniaczach z zasilaniem symetrycznym i wyjściem stałoprądowym ma i to jak najbardziej, bo nie można dopuścić na głośniki składowej stałej większej niż kilkadziesiąt mV. Aby temu zaradzić można zbocznikować opornik R7 dodatkowym opornikiem R7' poprzez kondensator, wówczas dla audio powstaje dzielnik złożony z R8 i równoległego połączenia R7 i R7', można też postąpić tak jak już sugerowano czyli odciąć całkowicie R7 dla składowej stałej przez szeregowe włączenie kondensatora C7 (wolę C7 niż CQ2). W tym ostatnim przypadku na bazie Q2 będzie napięcie spoczynkowe wyjścia Us/2=10V, w związku z tym musi być R1=R2. Można wybrać R1=R2=100kΩ oraz R8=R1||R2=50kΩ dla zminimalizowania błędu spowodowanego obciążeniem prądami Ib1 i Ib2. Skoro napięcia na bazach Q1 i Q2 będą równe Us/2=10V to napięcie na emiterach będzie o 0.65V niższe i prąd Ie=1mA zapewni opornik R5=9.1kΩ.
Wzmocnienie z otwartą pętlą sprzężenia zwrotnego, czyli w sytuacji gdy do bazy Q2 zamiast opornika R8 jest podłączony dzielnik taki sam jak R1/R2, jest łatwe do oszacowania. Zmianie napięcia wejściowego od -7mV do +7mV odpowiada zmiana napięcia wyjściowego od -8V do +8V, a więc jest to 1150V/V (61dB). Jest to mniej niż w przypadku wzmacniaczy scalonych (np. TDA2003 ma 80dB), ale i tak jest nieźle, zwłaszcza że nie można oczekiwać za wiele przy takiej prostocie układu. Dokładając opornik R7 można ustalić wzmocnienie dla audio K równe:
K = R8/R7 + 1 [V/V]
Na przykład dla R7=1.8kΩ mamy K = 50kΩ/1.8kΩ + 1 = 28.8 V/V (29.2dB) i wówczas uzyskamy pełną moc na wyjściu przy wysterowaniu wejścia sygnałem sinusoidalnym o amplitudzie 0.277V (czyli 0.2Vsk).
Kondensator C7 powinien stanowić zwarcie w stosunku do R7 poczynając od najniższych częstotliwości audio (powiedzmy 10Hz), więc C≧1/(2πfR)=10µF (elektrolit lub tantal).
Myślę, że odpowiedziałem wystarczająco wyczerpująco, przynajmniej ja czuję się już wyczerpany i nie chce mi się dalej pisac chociaż można by jeszcze poruszyć ten czy inny wątek. Przejrzyj lepiej jakieś co prostsze schematy fabrycznych wzmacniaczy (albo i amatorskich, ale zawsze jest ryzyko, że autor coś przedobrzył) i zobacz czy moje tłumaczenia są pomocne w ich analizie.
