Firma Analog Devices wprowadziła do sprzedaży w tym miesiącu nową płytkę ewaluacyjną. Układem tym jest kompletny transmiter z bezpośrednią konwersją (sygnał analogowy na wejściu, sygnał RF na wyjściu). Częstotliwości sygnału RF zawierać się mogą w zakresie od 500 MHz do 4,4 GHz z uwagi na wykorzystanie pętli PLL z szerokopasmowym oscylatorem sterowanym napięciowo w tym projekcie. Filtrowanie harmonicznych oscylatora lokalnego w pętli PLL zapewnia niespotykaną dokładność kwadraturową sygnału.
Niskoszumny stabilizator LDO (o niskim spadku napięcia) zapewnia brak wpływu sposobu zasilania na pracę układu transmitera czy jakiekolwiek inne parametry układu. Wykorzystane w płytce ewaluacyjnej układy i technologie reprezentują najnowocześniejsze dostępne osiągnięcia w tej dziedzinie.
Opis układu
Schemat aplikowanego układu pokazano powyżej. Widać na nim układ ADF4350. Jest to w pełni zintegrowany kontroler pętli PLL z podziałem ułamkowym częstotliwości. Na schemacie widoczny także jest układ ADL5375 - szerokopasmowy transmiter-modulator. Kontroler PLL ADF4350 zapewnia sygnał lokalnego oscylatora dla modulatora kwadraturowego ADL5375, który zajmuje się upkonwersją analogowego sygnału I/Q do sygnału RF. Te dwa układy, połączone w sposób zaprezentowany powyżej, zapewniają szerokopasmową transmisję pasma IQ do RF.
Układ ADF4350 zasilany jest z ultraniskoszumnego stabilizatora 3,3 V ADP150 w celu optymalizacjio poziomu szumów oscylatora lokalnego, z kolei ADL5375 zasilany jest z stabilizatora LDO 5 VADP3334. Stabilizator ADP150 charakteryzuje się amplitudą szumó napięciowych wynoszącą zaledwie 9 μV rms, co wydatnie pomaga zoptymalizować poziom szumów fazowych VCO w pętli PLL.
Filtracja sygnału jest oczywiście koniecznością na wyjściu RF układu ADF4350, aby zmniejszyć poziom zniekształceń harmonicznych w sygnale i zminimalizować błędy generowane przez blok kwadraturowy układu ADL5375. Z pomiarów wykonanych na układzie oraz przeprowadzonych symulacji wynika że nieparzyste harmoniczne wnoszą więcej zniekształceń do sygnału niż harmoniczne parzyste. Jeżeli uda się stłumić je do poziomu -30 dBc to efektywne tłumienie wstęg bocznych wyniesie -40 dBc lub lepiej. Wartości drugiej i trzeciej harmonicznej dla układu ADF4350 zawarte są w tabeli pokazanej poniżej. Aby trzecia harmoniczna sygnału znalazła się poniżej poziomu -30 dBc potrzebne jest około 20 dB tłumienia z pomocą filtra.
| Harmoniczna | Pomiar | Wyjście |
| Trzecia | -10 dBc | Podzielone wyjście VCO |
| Druga | -20 dBc | Podzielone wyjście VCO |
| Trzecia | -13 dBc | Podstawowe wyjście VCO |
| Druga | -19 dBc | Podstawowe wyjście VCO |
W układzie zaaplikowane są cztery rodzaje filtrów, które mogą pokryć cztery różne pasma. Filtry zostały zaprojektowane dla wejścia różnicowego o impedancji 100 Ω (wyjście RF układu ADF4350) oraz 50 Ω (wejście LOIN układu ADL5375). Optymalna charakterystyka filtra została wyznaczona za pomocą odpowiedzi impulsowej Czebyszewa.
Schemat zastosowanego filtra pokazano poniżej. Topologia układu pozwala na zastosowanie w pełni różnicowego filtra w celu zmniejszenia ilości elementów w układzie lub niesymetrycznego filtra na każdym wyjściu. Istnieje także możliwość użycia filtrów różnicowych i niesymetrycznych naraz. Eksperymentalnie dowiedziono że dla wyższych częstotliwości (powyżej 2 GHz) dwa niesymetryczne filtry działają sprawniej niż jeden symetryczny. Jest to spowodowane faktem że szeregowa indukcyjność w układzie dwóch niesymetrycznych filtrów jest efektywnie dwa razy większa niż w filtrze symetrycznym, co powoduje zmniejszenie wpływu pasożytniczych wartości elementów w układzie. Dla niższych częstotliwości podobny efekt nie jest obserwowany i obie topologie dają podobne rezultaty.
Układ dopasowujący wyjście układu ADF4350 składa się z podciągu opartego o impedancję ZBIAS oraz, w mniejszym stopniu, kondensatory odsprzęgające obecne w linii zasilającej. Aby osiągnąć szerokopasmowe dopasowanie impedancji zaleca się zastosowanie obciążenia rezystancyjnego (ZBIAS = 50 Ω) lub obciążenia złożonego z równolegle połączonych rezystancji i reaktancji. Drugie rozwiązanie zwiększa moc wyjściową układu, zależnie od dobranej indukcyjności. Warto zwrócić uwagę iż możliwe jest użycie równolegle umieszczonych oporników (np. 100 Ω) w pozycji C1c aby zminimalizować powierzchnię zajmowaną przez układ na PCB. Zrealizowane jest to w filtrze typu c, co widoczne jest w poniższej tabeli.
| Typ filtra | Zakres częstości [MHz[ | ZBIAS | L1 [nH] | L2 [nH] | C1a [pF] | C1c [pF] | C2a [pF] | C2c [pF] | C3a [pF] | C3c [pF] |
| A | 500–1300 | 27 nH|| 50 Ω | 3.9 | 3.9 | DNI | 4.7 | DNI | 5.6 | DNI | 3.3 |
| B | 850–2450 | 19 nH || (100 Ω zamiast C1c) | 2.7 | 2.7 | 3.3 | 100 Ω | 4.7 | DNI | 3.3 | DNI |
| C | 1250–2800 | 50 Ω | 0 Ω | 3.6 | DNI | DNI | 2.2 | DNI | 1.5 | DNI |
| D | 2800–4400 | 3.9 nH | 0 Ω | 0 Ω | DNI | DNI | DNI | DNI | DNI | DNI |
Filtr powinien być zaprojektowany tak aby częstotliwość graniczna była wprzybliżeniu 1,2 - 1,5 raza większa od największej częstotliwości pasma z którym pracować będzie układ. W rzeczywistym układzie częstotliwość graniczna będzie niższa niż teoretyczna z uwagi na pasożytnicze wartości elementów. Zaprojektowanie filtra o większej częstotliwości pozwoli na uniknięcie późniejszych problemów. Wpływ płytki drukowanej na działanie filtra może być dodatkowo zamodelowany w odpowiednim oprogramowaniu.
Jak wynika z pokazanej powyżej tabeli dla częstotliwości poniżej 1250 MHz potrzebny jest filtr piątego rzędu, dla zakresu od 1,25 GHz do 2,8 GHz filtr trzeciego rzędu jest dostateczny. Dla częstotliwości powyżej 2,8 GHz filtr nie jest wymagany, jako że zawartość harmonicznych w sygnale jest dostatecznie niski aby spełnić wymagania.
Zależność tłumienia wstęg bocznych od częstotliwości pokazana jest na poniższym wykresie dla ukłądu wykorzystującego filtr typu b (pasmo od 850 MHz do 2450 MHz). Pomiar przeprowadzono w następujących warunkach: amplituda sygnału bazowego I/Q = 1 V p-p różnicowego sygnału sinusoidalnego z 500 mV napięcia stałego. Pasmo podstawowego sygnału I/Q (fBB) = 1 MHz.
Wektor amplitudy błędu (EVM) jest miarą jakości pracy cyfrowego transmitera lub odbiornika. Parametr ten pokazuje odchylenia układu punktów od poprawnego ich położenia, co jest wynikiem błędów tak amplitudy jak i fazy. Pokazane jest to na poniższej ilustracji.
Pomiary EVM opisywanego układu zebrane są w poniższej tabeli. Pozwala to na porównanie działania układu z filtrem i bez filtra. W tym przypadku sygnał podstawowy wygenerowany został korzystając z modelu 4 3GPP z pomocą generatora modulacji AMIQ I/Q firmy Rhode and Schwarz. Do pomiarów wykorzystano filtr typu b. Schemat układu eksperymentalnego pokazano poniżej tabeli.
[center]
| Częstotliwość [MHz] | Brak filtracji lokalnego oscylatora | Filtracja lokalnego oscylatora, filtr C | Moc wyjściowa modulatora [dBm] |
| 2140 | 3.50% | 1.80% | -7 |
| 1800 | 3.40% | 1.50% | -7 |
| 900 | 3.30% | 0.90% | -7 |
Przesłuch sąsiednich kanałów (ACLR) to parametr mierzący przesłuch pomiędzy kanałami w stosunku do mocy głównego kanału i podawany jest w dBc. Szum fazowy oscylatora lokalnego i liniowość modulatora są głównymi wkłądami w ACLR. Parametr ACLR mierzy się tak samo jak EVM z tą różnicą iż na wyjściu I/Q umieszcza się współosiowi filtr, redukujący zniekształcenia wynikające z aliasingu sygnału.
Oprócz poprawy w tłumieniu wstęg bocznych i EVM istnieją inne zalet sterowania wejściem LO układu ADL5375 różnicowo. Pozwala to na poprawienie parametrów modulatora OIP2 o 2 do 5 dB w porównaniu do sterowania tym wejściem niesymetrycznie. Warto zwrócić tutaj uwagę iż większość oscylatorów sterowanych napięciowo produkowane jest z wyjściem niesymetrycznym, co oznacza że korzystanie z różnicowego wyjścia układu ADF4350 jest dodatkową korzyścią w porównaniu do wykorzystania zewnętrznego VCO. Poniższy wykres pokazuje poprawę tłumienia wstęg bocznych wykorzystując filtr b (pasmo od 850 do 2450 MHz).
Źródła:
http://www.analog.com/en/circuits-from-the-lab/cn0134/vc.html
Cool? Ranking DIY
.