Wstęp
Niskoszumne wzmacniacze dla takich elementów jak fotodiody, czujniki piezoelektryczne i inne sensory wymagają zazwyczaj wysokiej impedancji wejściowej, niskiego szumu 1/f oraz bardzo niskiego - subpikoamperowego - prądu polaryzacji wejścia. Warunki takie bardzo ciężko spełnić korzystając z gotowych komercyjnie zintegrowanych wzmacniaczy operacyjnych. W poniższym artykule omówimy typowe wyzwania podczas projektowania niskoszumnych wzmacniaczy z gotowych zintegrowanych elementów. Nacisk zostanie położony na nisku szum oraz możliwość regulacji offsetu wejściowego.
Ograniczenia układów z dużym wzmocnieniem
Typowy dyskretny wzmacniacz, pokazany na poniższym schemacie, wykorzystuje szybki wzmacniacz operacyjny poprzedzony stopniem różnicowym stworzonym z odpowiednio dobranych tranzystorów JFET, zapewniających wysoką impedancję wejściową oraz pewne wzmocnienie. Szum w tym systemie zdominowany jest przez szum generowany na stopniu wejściowym, zatem w takiej aplikacji nie wymagany jest niskoszumny wzmacniacz operacyjny.
Niestety, wadą tego układu jest trudność w stabilizacji wyjścia przy niskich wzmocnieniach i dużej częstotliwości wejściowej. Stabilność tego układu zapewniona jest przez dodanie układu kompensującego RC, złożony elementy RC i CC, jednakże optymalne wartości tych elementów zmienia się z wzmocnieniem, co komplikuje projekt. Co więcej dla dużych sygnałów odpowiedź takiego układu może być zbyt wolna dla niektórych aplikacji.
Układ pokazany na poniższym schemacie osiąga podobne parametry szumowe przy jednostkowym wzmocnieniu bez potrzeby stosowania układu kompensującego. Układ ten składa się z trzech zasadniczych elementów - buforu wejściowego opartego o tranzystory FET, wzmacniacz operacyjnego oraz źródeł prądowych polaryzujących tranzystory FET.
Konfiguracja z wzmocnieniem równym jeden narzuca na układ pewne wymagania co do parametrów szumowych wzmacniacza operacyjnego. W wzmacniaczu pokazanym na pierwszym schemacie FETy wejściowe mają skończone wzmocnienie, które zmniejsza wpływ szumów generowanych w kolejnych stopniach układu. W konfiguracji z wzmocnieniem równym jeden szum całkowity jest wynikiem dodawania się szumu wejściowej pary tranzystorów i wzmacniacza operacyjnego, co narzuca wymaganie niskoszumnego op-ampa w układzie, aby osiągnąć niski poziom szumów całkowitych układu.
Źródła prądowe stopnia wejściowego
Źródła prądowe wykorzystane do polaryzacji FETów w buforze wejściowym mają znaczny wpływ na działanie układu, w szczególności na parametry szumowe, jeśli nie są zaimplementowane poprawnie. Jednym z sposobów zmniejszenia wpływu szumu polaryzacji na pracę układu jest dodanie oporników degenerujących do prostego lustra prądowego, jak pokazano na poniższym schemacie.
Przepływ prądu płynącego przez tranzystor Q0 jest odbijany lustrzanie w tranzystorach Q1 i Q2. Źródłami szumów w tym układzie jest szum śrutowy i 1/f tranzystorów. Dodanie opornika degenerującego zmniejsza szum śrutowy o czynnik 1 + gmRDEGEN, ale nie ma wpływu na szum 1/f. To źródło szumu można modelować jako prąd płynący pomiędzy bazą a emiterem i w związku z tym nie jest on niwelowany dodaniem RDEGEN. Inna architektura źródła prądowego jest wymagana do redukcji szumów pochodzących z obu źródeł naraz.
Zmodyfikowane lustro prądowe pokazane jest na powyższym schemacie. W tym układzie wymagana jest mniejsza ilość tranzystorów, co umożliwia wykorzystanie pary tranzystorów w jednej obudowie, zamiast układu czterech tranzystorów, co zmniejsza wydatnie koszty i przestrzeń zajmowaną na PCB przez tą aplikację. Ponadto w takiej topologii wydatnie poprawia się poziom szumów - tak szumu śrutowego jak i szumu 1/f. Prąd tranzystora Q0 jest odbijany przez lustro prądowe na tranzystorze Q1. Prąd ten jest następnie dzielony przy kolektorze używając pary rezystorów, zatem szum 1/f będzie się równomiernie dzielił. Jako że źródłem szumu jest jeden tranzystor szum jest koherentny. Wyjście jest różnicowe, co oznacza że szum wyjściowy układu się zmniejsza, jak pokazano poniżej.
Tranzystory lustra prądowego są nadal zdegenerowane w celu poprawny dobrania prądu i impedancji wyjściowej. Prąd jest determinowany przez spadek napięcia na oporniku RDEGEN, zatem dobranie do siebie tranzystorów nie jest tak istotne jak w przypadku niezdegenerowanym. Pozwala to na użycie dowolnej dobranej pary tranzystorów, pamiętając tylko o tym iż pojemność kolektora musi być niska, aby utrzymać stabilność układu. Wejściowa pojemność różnicowa w obu implementacjach układu pozostaje niezmieniona ponieważ sprzężenie pomiędzy źródłami obu układów wejściowych jest zdominowane przez niską impedancję różnicową wzmacniacz.
Na potrzeby testowania takiego układu napięcie odniesienia, determinujące prąd polaryzacji tranzystorów, było ustawiane poprzez opornik podłączony do szyny zasilania. Oznacza to iż parametry układu będą się zmieniać przy zmianach napięcia zasilającego. W prawdziwej implementacji takiego układu napięcie to powinno być stabilizowane z wykorzystaniem diody (np. Zenera) lub scalonego stabilizatora, zamiast opornika.
Wzmacniacz operacyjny
Użyty wzmacniacz operacyjny determinuje szybkość, szum i zachowanie się wyjścia oraz jakie zniekształcenia wprowadzać będzie układ do sygnału. Tabela pierwsza pokazuje pewne parametry istotne podczas wyboru wzmacniacza operacyjnego.
Układ ADA4897 produkcji Analog Devices jest idealnym wyborem dla niskoszumnego wzmacniacza, z uwagi na jego parametry wymagane w czułych aplikacjach pomiarowych. Dla aplikacji wysokonaopięciowych układ DA4898 sprawdza się równie dobrze, a charakteryzuje się możliwością pracy z zasilaniem ±18 V, pobierając zaledwie 8 mA zachowuje niski poziom szumów. Oba układy charakteryzują się szybkością narastania napięcia wyjściowego wynoszącą 50 V/µs.
Tranzystor FET
Tranzystor FET wykorzystany do budowy układu determinuje jego charakterystykę wejściową. Dla osiągnięcia najlepszych parametrów konieczne jest dobranie do siebie dwóch tranzystorów FET, charakteryzujących się niskim szumem i niewielkim prądem polaryzacji. Co najważniejsze dobór tranzystorów wejściowych JFET determinuje napięcie offsetu wejściowego, co oznacza że ich dobór jest krytyczny. W przypadku na przykład LSK386 maksymalne ΔVGS wynosi 20 mV, co przekłada się na 20 mV offsetu wejściowego. W dalszej części artykułu zostanie opisana technika niwelowania tego.
Testowanie układu
W poniższym przykładzie opiszemy układ zrealizowany fizycznie w oparciu o tranzystory nJFET LSK389A, tranzystory, PMP4201 i wzmacniacz operacyjny ADA4897. Na poniższej fotografii pokazana jest płytka drukowana układu:
Najintensywniejszym źródłem błędów w tej implementacji wzmacniacza jest wysokie napięcie offsetu. Jest ono w większości determinowane przez niedobrane tranzystory JFET na wejściu wzmacniacz. Offset wejściowy może w tym przypadku wynosić nawet 10 mV (specyfikacja wykorzystywanego tranzystora JFET mówi o 20 mV, ale podczas pomiarów nie spotkano się z taką wartością). Przy wzmocnieniu równym 100 oznacza to 1 V offsetu wyjściowego układu, co czyni go w zasadzie bezużytecznym. Zanim ten wzmacniacz będzie można wykorzystać jako przedwzmacniacz w układzie pomiarowym offset musi zostać zmniejszony. Do realizacji etgo wykorzystamy potencjometr cyfrowy AD5292. Poniżej przedstawione są dwa sposoby w jakie można wykorzystać ten potencjometr aby regulować napięcie offsetu.
Offset wejściowy
Wejściowy offset badanego układu wahał się od 1 mV do 10 mV. Głównym powodem powstawania offsetu są niedobrane tranzystory wejściowe. Tranzystor LSK389, według karty katalogowej, może wykazywać wahania IDSS aż o 10%, co wpływa na VGS układu, wprowadzając offset. Na szczęście możliwe jest kompensowanie offsetu zmieniając prąd polaryzacji tranzystorów wejściowych, co oznacza że można kompensować offset wejściowy regulując prąd źródeł prądowych w celu osiągnięcia zerowego offsetu, jak pokazano na poniższej ilustracji.
Cyfrowy potencjometr, taki jak AD5141 albo AD5292, może zostać wykorzystany do regulacji prądu płynącego przez wejście. Tabelka poniżej pokazuje kluczowe charakterystyki tych układów, składających się z potencjometrów sterowanych przez interfejs SPI w celu regulacji pozycji suwaka potencjometru w celu regulacji oporu i offsetu.
Niestety, potencjometry te wykazują sporą pojemność pasożytniczą na wejściach, aż do 85 pF. Wprowadza to problemy związane z stabilnością układu i wprowadza zniekształcenia podczas przełączania i szybkich sygnałów. Poniższe oscylogramy pokazują zbocze z i bez potencjometru cyfrowego w układzie.
85pF pasożytniczej pojemności jest podłączone pomiędzy źródło wejściowych FETów a masę, co powoduje zauważalne dzwonienie i niestabilność układu. Istnieje alternatywne podłączenie tego potencjometru pozwalające osiągnąć redukcję wpływu pasożytniczej pojemności na układ przy zachowaniu niskiego szumu i stabilności przy wysokich częstościach. Schemat poniżej ilustruje sposób podłączenia tego opornika w taki sposób.
W obu metodach polaryzowania tranzystorów wejściowych potencjometr cyfrowy wykorzystany jest do regulacji prądu płynącego przez każdy z FETów wejściowych w celu zminimalizowania offsetu wejściowego. Drugi z pokazanych schematów podłączenia potencjometrów nie powoduje powstawania zniekształceń w sygnale. Działa on na zasadzie łączenia dwóch różnych konfiguracji lustra prądowego. Lustro prądowe Q0/Q1 zapewnia większość prądu polaryzacji FETów. Q0/Q2/Q3 zapewnia bardziej tradycyjne, jednakże bardziej szumiące, źródło prądowe. Są one zdegenerowane tak iż zapewniają tylko 1..2% prądu FETów (około 30 mikroamper), pozwalając na trymowanie offsetu. Tak niski prąd oznacza iż szum wprowadzany z tego układu jest niezwykle mały. Co ważniejsze pojemność pasożytnicza potencjometra cyfrowego nie wpływa na działanie układu. Szum pozostaje niski dzięki dzielnikowi RS, a korzystając z degeneracji Q2/Q3 można regulować offset. Poniższy oscylogram pokazuje efekty działania układu skonstruowanego w ten sposób.
Cyfrowe potencjometry zapewniają łatwą metodę trymowania offsetu, co pozwala na pracę w szerokim zakresie napięć zasilających i temperatur pracy w których offset może być minimalizowany. AD5292 zawiera w sobie programowalną (20 krotnie) pamięć, pozwalającą na zapisanie pozycji potencjometra. Korzystając z tej metody udało się w pokazanym układzie zminimalizować offset do kilku mikrowoltów.
Dryft offsetu
Współczynnik temperaturowy offsety, czyli stopień zmiany offsetu w funkcji temperatury, wynosi około 4 µV/°C dla klasycznego projektu i 25 µV/°C dla układu z dodanym potencjometrem cyfrowym AS5292. Zależności te pokazane są na poniższym wykresie:
Pomimo znacznej zmiany w dryfcie zakres dynamiczny wzmacniacza poprawia się znacznie. Rozważmy nietrymowany wzmacniacz z offsetem wynoszącym 5 mV przy wzmocnieniu równym 100 i temperaturze 85°C. Generuje to offset wynoszący:
Jeśli offset ten zmniejszymy do 5 µV to przy tych samych warunkach otrzymamy:
Tym samym poprawiając dynamikę o ponad 300 mV. Pozwala to także na kalibrację ukłądu w biegu z poziomu samego urządzenia, korzystając z możliwości zmiany pozycji potencjometru.
Szum
Powyższy wykres pokazuje gęstość szumu w różnych układach wzmacniacza. Wzmacniacz osiąga szerokopasmowy szum o gęstości wynoszącej 2 nV/√Hz przy zasilaniu pobierającym 8 mA. Jest to znaczna poprawa w porównaniu do komercyjnych urządzeń. Szum 1/f w podstawowym przypadku wynosi 4 nV/√Hz przy 10 Hz i 16 nV/√Hz przy 1 Hz. Należy zauważyć że szum 1/f i szerokopasmowy są od 1,5 do 2 raza większe dla klasycznego układu źródła prądowego, a całkowity szum układu pozostaje niezmieniony przez dodanie układu regulacji offsetu.
Małosygnałowa funkcja przejścia
Poniższe wykresy pokazują odpowiedź układu w funkcji częstotliwości dla różnych wzmocnień i konfiguracji układu. Warto zwrócić uwagę iż wzmacniacz z trymowaniem offsetu RS jest niestabilny dla wyższych częstotliwości i że funkcja odpowiedzi w funkcji częstotliwości jest taka sama dla układu bez trymowania offsetu jak z trymowaniem offsetu z pomocą lustra prądowego.
Prąd polaryzacji wejścia
Źródła:
http://www.analog.com/library/analogdialogue/archives/47-10/discrete_amplifier.html
Niskoszumne wzmacniacze dla takich elementów jak fotodiody, czujniki piezoelektryczne i inne sensory wymagają zazwyczaj wysokiej impedancji wejściowej, niskiego szumu 1/f oraz bardzo niskiego - subpikoamperowego - prądu polaryzacji wejścia. Warunki takie bardzo ciężko spełnić korzystając z gotowych komercyjnie zintegrowanych wzmacniaczy operacyjnych. W poniższym artykule omówimy typowe wyzwania podczas projektowania niskoszumnych wzmacniaczy z gotowych zintegrowanych elementów. Nacisk zostanie położony na nisku szum oraz możliwość regulacji offsetu wejściowego.
Ograniczenia układów z dużym wzmocnieniem
Typowy dyskretny wzmacniacz, pokazany na poniższym schemacie, wykorzystuje szybki wzmacniacz operacyjny poprzedzony stopniem różnicowym stworzonym z odpowiednio dobranych tranzystorów JFET, zapewniających wysoką impedancję wejściową oraz pewne wzmocnienie. Szum w tym systemie zdominowany jest przez szum generowany na stopniu wejściowym, zatem w takiej aplikacji nie wymagany jest niskoszumny wzmacniacz operacyjny.
Niestety, wadą tego układu jest trudność w stabilizacji wyjścia przy niskich wzmocnieniach i dużej częstotliwości wejściowej. Stabilność tego układu zapewniona jest przez dodanie układu kompensującego RC, złożony elementy RC i CC, jednakże optymalne wartości tych elementów zmienia się z wzmocnieniem, co komplikuje projekt. Co więcej dla dużych sygnałów odpowiedź takiego układu może być zbyt wolna dla niektórych aplikacji.
Układ pokazany na poniższym schemacie osiąga podobne parametry szumowe przy jednostkowym wzmocnieniu bez potrzeby stosowania układu kompensującego. Układ ten składa się z trzech zasadniczych elementów - buforu wejściowego opartego o tranzystory FET, wzmacniacz operacyjnego oraz źródeł prądowych polaryzujących tranzystory FET.
Konfiguracja z wzmocnieniem równym jeden narzuca na układ pewne wymagania co do parametrów szumowych wzmacniacza operacyjnego. W wzmacniaczu pokazanym na pierwszym schemacie FETy wejściowe mają skończone wzmocnienie, które zmniejsza wpływ szumów generowanych w kolejnych stopniach układu. W konfiguracji z wzmocnieniem równym jeden szum całkowity jest wynikiem dodawania się szumu wejściowej pary tranzystorów i wzmacniacza operacyjnego, co narzuca wymaganie niskoszumnego op-ampa w układzie, aby osiągnąć niski poziom szumów całkowitych układu.
Źródła prądowe stopnia wejściowego
Źródła prądowe wykorzystane do polaryzacji FETów w buforze wejściowym mają znaczny wpływ na działanie układu, w szczególności na parametry szumowe, jeśli nie są zaimplementowane poprawnie. Jednym z sposobów zmniejszenia wpływu szumu polaryzacji na pracę układu jest dodanie oporników degenerujących do prostego lustra prądowego, jak pokazano na poniższym schemacie.
Przepływ prądu płynącego przez tranzystor Q0 jest odbijany lustrzanie w tranzystorach Q1 i Q2. Źródłami szumów w tym układzie jest szum śrutowy i 1/f tranzystorów. Dodanie opornika degenerującego zmniejsza szum śrutowy o czynnik 1 + gmRDEGEN, ale nie ma wpływu na szum 1/f. To źródło szumu można modelować jako prąd płynący pomiędzy bazą a emiterem i w związku z tym nie jest on niwelowany dodaniem RDEGEN. Inna architektura źródła prądowego jest wymagana do redukcji szumów pochodzących z obu źródeł naraz.
Zmodyfikowane lustro prądowe pokazane jest na powyższym schemacie. W tym układzie wymagana jest mniejsza ilość tranzystorów, co umożliwia wykorzystanie pary tranzystorów w jednej obudowie, zamiast układu czterech tranzystorów, co zmniejsza wydatnie koszty i przestrzeń zajmowaną na PCB przez tą aplikację. Ponadto w takiej topologii wydatnie poprawia się poziom szumów - tak szumu śrutowego jak i szumu 1/f. Prąd tranzystora Q0 jest odbijany przez lustro prądowe na tranzystorze Q1. Prąd ten jest następnie dzielony przy kolektorze używając pary rezystorów, zatem szum 1/f będzie się równomiernie dzielił. Jako że źródłem szumu jest jeden tranzystor szum jest koherentny. Wyjście jest różnicowe, co oznacza że szum wyjściowy układu się zmniejsza, jak pokazano poniżej.
Tranzystory lustra prądowego są nadal zdegenerowane w celu poprawny dobrania prądu i impedancji wyjściowej. Prąd jest determinowany przez spadek napięcia na oporniku RDEGEN, zatem dobranie do siebie tranzystorów nie jest tak istotne jak w przypadku niezdegenerowanym. Pozwala to na użycie dowolnej dobranej pary tranzystorów, pamiętając tylko o tym iż pojemność kolektora musi być niska, aby utrzymać stabilność układu. Wejściowa pojemność różnicowa w obu implementacjach układu pozostaje niezmieniona ponieważ sprzężenie pomiędzy źródłami obu układów wejściowych jest zdominowane przez niską impedancję różnicową wzmacniacz.
Na potrzeby testowania takiego układu napięcie odniesienia, determinujące prąd polaryzacji tranzystorów, było ustawiane poprzez opornik podłączony do szyny zasilania. Oznacza to iż parametry układu będą się zmieniać przy zmianach napięcia zasilającego. W prawdziwej implementacji takiego układu napięcie to powinno być stabilizowane z wykorzystaniem diody (np. Zenera) lub scalonego stabilizatora, zamiast opornika.
Wzmacniacz operacyjny
Użyty wzmacniacz operacyjny determinuje szybkość, szum i zachowanie się wyjścia oraz jakie zniekształcenia wprowadzać będzie układ do sygnału. Tabela pierwsza pokazuje pewne parametry istotne podczas wyboru wzmacniacza operacyjnego.
| Szum szerokopasmowy (nV/√Hz) | Prąd zasilający (mA na wzmacniacz) | Pasmo 3 dB (MHz @ G = 1) | Napięcie zasilania (V) | ||
| ADA4897 | 1.0 | 3 | 230 | ±1.5 do ±5 | |
| ADA4898 | 0.9 | 8 | 65 | ±5 do ±18 |
Układ ADA4897 produkcji Analog Devices jest idealnym wyborem dla niskoszumnego wzmacniacza, z uwagi na jego parametry wymagane w czułych aplikacjach pomiarowych. Dla aplikacji wysokonaopięciowych układ DA4898 sprawdza się równie dobrze, a charakteryzuje się możliwością pracy z zasilaniem ±18 V, pobierając zaledwie 8 mA zachowuje niski poziom szumów. Oba układy charakteryzują się szybkością narastania napięcia wyjściowego wynoszącą 50 V/µs.
Tranzystor FET
Tranzystor FET wykorzystany do budowy układu determinuje jego charakterystykę wejściową. Dla osiągnięcia najlepszych parametrów konieczne jest dobranie do siebie dwóch tranzystorów FET, charakteryzujących się niskim szumem i niewielkim prądem polaryzacji. Co najważniejsze dobór tranzystorów wejściowych JFET determinuje napięcie offsetu wejściowego, co oznacza że ich dobór jest krytyczny. W przypadku na przykład LSK386 maksymalne ΔVGS wynosi 20 mV, co przekłada się na 20 mV offsetu wejściowego. W dalszej części artykułu zostanie opisana technika niwelowania tego.
| Szum szerokopasmowy (nV/?Hz @ f = 1 kHz) | Różnicowe napięcie odcięcia bramka-źródło (mV maks) | Stosunek prądu saturacji bramka-źródło(min) | Prąd bramki (pA) | ||
| LSK389A | 0.9 (ID = 2 mA) | 20 | 0.90 | N/A | |
| LSK489 | 1.8 (ID = 2 mA) | 20 | 0.90 | –2 do –25 | |
Testowanie układu
W poniższym przykładzie opiszemy układ zrealizowany fizycznie w oparciu o tranzystory nJFET LSK389A, tranzystory, PMP4201 i wzmacniacz operacyjny ADA4897. Na poniższej fotografii pokazana jest płytka drukowana układu:
Najintensywniejszym źródłem błędów w tej implementacji wzmacniacza jest wysokie napięcie offsetu. Jest ono w większości determinowane przez niedobrane tranzystory JFET na wejściu wzmacniacz. Offset wejściowy może w tym przypadku wynosić nawet 10 mV (specyfikacja wykorzystywanego tranzystora JFET mówi o 20 mV, ale podczas pomiarów nie spotkano się z taką wartością). Przy wzmocnieniu równym 100 oznacza to 1 V offsetu wyjściowego układu, co czyni go w zasadzie bezużytecznym. Zanim ten wzmacniacz będzie można wykorzystać jako przedwzmacniacz w układzie pomiarowym offset musi zostać zmniejszony. Do realizacji etgo wykorzystamy potencjometr cyfrowy AD5292. Poniżej przedstawione są dwa sposoby w jakie można wykorzystać ten potencjometr aby regulować napięcie offsetu.
Offset wejściowy
Wejściowy offset badanego układu wahał się od 1 mV do 10 mV. Głównym powodem powstawania offsetu są niedobrane tranzystory wejściowe. Tranzystor LSK389, według karty katalogowej, może wykazywać wahania IDSS aż o 10%, co wpływa na VGS układu, wprowadzając offset. Na szczęście możliwe jest kompensowanie offsetu zmieniając prąd polaryzacji tranzystorów wejściowych, co oznacza że można kompensować offset wejściowy regulując prąd źródeł prądowych w celu osiągnięcia zerowego offsetu, jak pokazano na poniższej ilustracji.
Cyfrowy potencjometr, taki jak AD5141 albo AD5292, może zostać wykorzystany do regulacji prądu płynącego przez wejście. Tabelka poniżej pokazuje kluczowe charakterystyki tych układów, składających się z potencjometrów sterowanych przez interfejs SPI w celu regulacji pozycji suwaka potencjometru w celu regulacji oporu i offsetu.
| Napięcie zasilające (V) | Opór nominalny (kΩ) | Tolerancja (%) | Rozdzielczość (bity) | Temperatura pracy (°C) | |
| AD5141 | ±2.5 | 10, 100 | 8 | 8 | |
| AD5292 | ±16 | 20, 50, 100 | 1 | 10 |
Niestety, potencjometry te wykazują sporą pojemność pasożytniczą na wejściach, aż do 85 pF. Wprowadza to problemy związane z stabilnością układu i wprowadza zniekształcenia podczas przełączania i szybkich sygnałów. Poniższe oscylogramy pokazują zbocze z i bez potencjometru cyfrowego w układzie.
85pF pasożytniczej pojemności jest podłączone pomiędzy źródło wejściowych FETów a masę, co powoduje zauważalne dzwonienie i niestabilność układu. Istnieje alternatywne podłączenie tego potencjometru pozwalające osiągnąć redukcję wpływu pasożytniczej pojemności na układ przy zachowaniu niskiego szumu i stabilności przy wysokich częstościach. Schemat poniżej ilustruje sposób podłączenia tego opornika w taki sposób.
W obu metodach polaryzowania tranzystorów wejściowych potencjometr cyfrowy wykorzystany jest do regulacji prądu płynącego przez każdy z FETów wejściowych w celu zminimalizowania offsetu wejściowego. Drugi z pokazanych schematów podłączenia potencjometrów nie powoduje powstawania zniekształceń w sygnale. Działa on na zasadzie łączenia dwóch różnych konfiguracji lustra prądowego. Lustro prądowe Q0/Q1 zapewnia większość prądu polaryzacji FETów. Q0/Q2/Q3 zapewnia bardziej tradycyjne, jednakże bardziej szumiące, źródło prądowe. Są one zdegenerowane tak iż zapewniają tylko 1..2% prądu FETów (około 30 mikroamper), pozwalając na trymowanie offsetu. Tak niski prąd oznacza iż szum wprowadzany z tego układu jest niezwykle mały. Co ważniejsze pojemność pasożytnicza potencjometra cyfrowego nie wpływa na działanie układu. Szum pozostaje niski dzięki dzielnikowi RS, a korzystając z degeneracji Q2/Q3 można regulować offset. Poniższy oscylogram pokazuje efekty działania układu skonstruowanego w ten sposób.
Cyfrowe potencjometry zapewniają łatwą metodę trymowania offsetu, co pozwala na pracę w szerokim zakresie napięć zasilających i temperatur pracy w których offset może być minimalizowany. AD5292 zawiera w sobie programowalną (20 krotnie) pamięć, pozwalającą na zapisanie pozycji potencjometra. Korzystając z tej metody udało się w pokazanym układzie zminimalizować offset do kilku mikrowoltów.
Dryft offsetu
Współczynnik temperaturowy offsety, czyli stopień zmiany offsetu w funkcji temperatury, wynosi około 4 µV/°C dla klasycznego projektu i 25 µV/°C dla układu z dodanym potencjometrem cyfrowym AS5292. Zależności te pokazane są na poniższym wykresie:
Pomimo znacznej zmiany w dryfcie zakres dynamiczny wzmacniacza poprawia się znacznie. Rozważmy nietrymowany wzmacniacz z offsetem wynoszącym 5 mV przy wzmocnieniu równym 100 i temperaturze 85°C. Generuje to offset wynoszący:
VOUT = (VOS + TCVOS × T) × G = (5 mV + 4 µV/°C × 85°C) × 100 = 534 mV
Jeśli offset ten zmniejszymy do 5 µV to przy tych samych warunkach otrzymamy:
VOUT = (VOS + TCVOS × T) × G = (5 µV + 25 µV/°C × 85°C) × 100 = 213 mV
Tym samym poprawiając dynamikę o ponad 300 mV. Pozwala to także na kalibrację ukłądu w biegu z poziomu samego urządzenia, korzystając z możliwości zmiany pozycji potencjometru.
Szum
Powyższy wykres pokazuje gęstość szumu w różnych układach wzmacniacza. Wzmacniacz osiąga szerokopasmowy szum o gęstości wynoszącej 2 nV/√Hz przy zasilaniu pobierającym 8 mA. Jest to znaczna poprawa w porównaniu do komercyjnych urządzeń. Szum 1/f w podstawowym przypadku wynosi 4 nV/√Hz przy 10 Hz i 16 nV/√Hz przy 1 Hz. Należy zauważyć że szum 1/f i szerokopasmowy są od 1,5 do 2 raza większe dla klasycznego układu źródła prądowego, a całkowity szum układu pozostaje niezmieniony przez dodanie układu regulacji offsetu.
Małosygnałowa funkcja przejścia
Poniższe wykresy pokazują odpowiedź układu w funkcji częstotliwości dla różnych wzmocnień i konfiguracji układu. Warto zwrócić uwagę iż wzmacniacz z trymowaniem offsetu RS jest niestabilny dla wyższych częstotliwości i że funkcja odpowiedzi w funkcji częstotliwości jest taka sama dla układu bez trymowania offsetu jak z trymowaniem offsetu z pomocą lustra prądowego.
Prąd polaryzacji wejścia
| ADA4897 (25°C) | ADA4897 (125°C) | ADA4898 (±5 V) | ADA4898 (±15 V) | |
| Prąd polaryzacji (pA) | <1 | 4000–10,000 | <1 | 15–50 |
Źródła:
http://www.analog.com/library/analogdialogue/archives/47-10/discrete_amplifier.html
Cool? Ranking DIY
