Na poniższym schemacie blokowym pokazano układ generatora z pętlą PLL, który oparty jest o syntezator pracujący do 13 GHz z podziałem częstotliwości przez N ułamkowe, wykorzystano także szerokopasmowy filtr aktywny, generator przestrajany napięciem (VCO). Układ ten charakteryzuje się wyjątkowo szybkim czasem stabilizacji przebiegu wyjściowego. Faza stabilizuje się do 5° podczas zmiany częstotliwości o 200 MHz w ciągu zaledwie 5 mikrosekund.
Tak dobre parametry osiąga się wykorzystując w pętli sprzężenia zwrotnego filtr aktywny o szerokim pasmie, wynoszącym aż 2,4 MHz. Można osiągnąć tak szerokie pasmo filtra aktywnego w pętli sprzężenia syntezatora ponieważ detektor fazy i częstotliwości (PFD) stosowany w układzie (ADF4159) charakteryzuje się maksymalną częstotliwością wynoszącą 110 MHz. Z kolei wzmacniacz operacyjny AD8065, posiada pasmo 145 MHz.
Wykorzystanie wzmacniacza operacyjnego AD8065 do konstrukcji filtra aktywnego pozwala na zasilanie układu napięciem 24 V. Dzięki temu możliwe jest wykorzystanie większości typowych układów VCO w szerokim zakresie. Zazwyczaj generatory VCO kontrolowane są napięciem wynoszącym od 0 do 18 V.
Opis układu
W systemie składającym się z generatora VCO i pętli PLL osiągnięcie stabilizacji częstotliwości i fazy w czasie poniżej 5 mikrosekund wymaga zastosowania bardzo szerokopasmowego filtra. Szerokość pasma pętli (LBW) definiuje szybkość działania pętli sprzężenia zwrotnego. Im szersza pętla tym szybsze działanie systemu i szybsza stabilizacja częstotliwości, kosztem mniejszego tłumienia szumu fazowego.
Układ pokazany na powyższym schemacie funkcjonuje poprzez zatrzaskiwanie układu ADF4159 do połowy częstotliwości sygnału RFOUT (około 6 GHz) pochodzącej z VCO pracującego z częstotliwością 12 GHz. Jako generator VCO wykorzystano MAOC-009269 firmy MACOM. Jednakże można wykorzystać tutaj generatory VCO pracujące do 24 GHz, o ile wyposażone są one w wyjście RFOUT/2, zapewniające sygnał o częstotliwości połowy generowanej przez VCO częstotliwości. Jest to możliwe ponieważ układ ADF4159 pozwala na działanie z sygnałami o częstotliwości do 13 GHz
Syntezator ADF4159 z podziałem częstotliwości przez ułamkowe N
W architekturze z podziałem częstotliwości przez ułamkowe N szum pochodzący z modulatora sigma-delta (SDM) ma swoje maksimum przy częstotliwości będącej połową częstotliwości PFD (fPFD). Na przykład jeżeli pętla PLL z podziałem częstotliwości przez ułamkowe N pracuje z częstotliwością PFD wynoszącą 32 MHz to niefiltrowany szum SDM ma swoje maksimum przy 16 MHz. Szum pochodzący z SDM sprawia iż pętla pracuje niestabilnie i uniemożliwia pracę pętli PLL. Poniższy wykres pokazuje symulowany szum fazowy otrzymany w opisanych warunkach.
Układ ADF4159 charakteryzuje się maksymalną częstotliwością PFD wynoszącą 110 MHz. Oznacza to że maksimum niefiltrowanego szumu SDM przypada na 55 MHz. Poniższy wykres pokazuje szum fazowy układu pracującego przy częstotliwości PFD wynoszącej 110 MHz. Szum SDM generowany jest z dużym offsetem od nośnej, dzięki czemu jest on efektywnie filtrowany przez układy znajdujące się w pętli sprzężenia zwrotnego.
Wysoka częstotliwość maksymalna pracy PFD układu ADF4159 jest istotna także z uwagi na fakt iż rekomenduje się aby LBW było mniejsze niż 1/10 częstotliwości PFD. Praca w takich warunkach zapewnia stabilne działanie układu.
Układ ADF4159 charakteryzuje się maksymalną częstotliwością sygnału RF wynoszącą 13 GHz. W opisywanym układzie jako ten sygnał stosuje się wyjście RFOUT/2 generatora VCO. Oznacza to że jeżeli VCO generuje sygnał o częstotliwości 12 GHz ADF4159 pracuje z połową tej częstotliwości wynoszącą 6 GHz.
Taka konfiguracja oznacza że można wykorzystać w tym układzie VCO pracujące z częstotliwości 24 GHz. Taki generator na wyjściu RFOUT/2 zapewnia sygnał 12 GHz, który podłączony jest do układu ADF4159. Płytka prototypowa dostarczana przez Analog Devices wyposażona jest w możliwość wlutowania rozmaitych rodzajów VCO w obudowie LFCSP z 32 wyprowadzeniami.
Pompa ładunku, wbudowana w układ ADF4159, zasilana jest napięciem 3,3 V. Jednakże wiele szerokopasmowych generatorów VCO wymaga napięcia kontrolnego wynoszącego aż do 18 V. Aby układ ten działał sprawnie wymagany jest zatem filtr aktywny w pętli sprzężenia. Filtr taki wzmacnia napięcie wyjściowe z układu ADF4159 zgodnie z wzmocnieniem wzmacniacza operacyjnego użytego do jego konstrukcji. Szersze informacje na temat filtra aktywnego zawarte są w rozdziale opisującym układ AD8065 w tym artykule.
Ukd ADS4159 posiada wiele funkcjonalności związanych z programowalną pompą ładunku w układzie. Pozwala to na łatwe modyfikowanie dynamiki pracy układu bez ingerencji w fizyczny projekt syntezatora. W układzie opisywanym w niniejszym artykule przyjęto LBW wynoszące 2,4 MHz przy prądzie pompy wynoszącym 2,5 mA. Istnieje możliwość zmniejszenia LBW poprzez programowe zmniejszenie prądu pompy ładunku w układzie.
Pliki symulacji przeprowadzonej w programie ADIsimPLL dostępne są pod linkiem http://www.analog.com/CN0302-DesignSupport.
Filtr aktywny oparty o AD8065
Wzmacniacz operacyjny wykorzystany do konstrukcji filtra aktywnego w opisywanym projekcie zasilany może być napięciem do 24 V. Układ ten charakteryzuje się pasmem (GBP) wynoszącym około 145 MHz i bardzo niską gęstością spektralną szumu, wynoszącą 7 nV/√Hz. Parametry te czynią ten układ idealnym do opisywanej aplikacji.
W większości aplikacji PLL zachowuje się rekomendowany margines fazy wynoszący od 45 do 55 stopni. Pozwala to na stabilną pracę układu i szybką stabilizację sygnału wyjściowego. W momencie gdy do układu dodajemy aktywny filtr, to jest gdy w pętli znajduje się wzmacniacz operacyjny, pojawia się w funkcji opisującej pętle dodatkowy biegun przypadający na częstotliwość przy której wzmacniacz operacyjny ma wzmocnienie równe jeden (GBP, równe w tym przypadku 145 MHz). Ten biegun powodować może dodatkowe opóźnienia fazy, zatem zależnie od tego gdzie się znajdzie może destabilizować działanie układu.
Im wyższy jest stosunek GBP do LBW filtra tym mniejsze opóźnienie fazy. Na przykład stosunek GBP/LBW wynoszący 10 spowoduje wprowadzenie opóźnienia fazy (co efektywnie zmniejszy margines fazy pętli) wynoszące, 5,7°. Jeśli stosunek GBP do LBW będzie zbyt niski, margines fazy zredukowany zostanie do tego stopnia iż syntezator może utracić stabilność i nie działać poprawnie. Opisywany tutaj układ pracuje z LBW równym 2,4 MHZ co przy 145 MHz GBP układu AD8065 daje stosunek GBP do LBW wynoszący 60 i pomijalne opóźnienie fazy.
Porównanie z filtrem aktywnym opartym o OP184
Układ OP184 jest często wykorzystywanym wzmacniaczem operacyjnym w konstrukcji filtrów aktywnych w układach PLL. Jednakże nie nadaje się on do aplikacji w układzie z szerokim pasmem filtra pętli z uwagi na swoje niskie pasmo GBP wynoszące zaledwie 4 MHz. Oczywiście pewne optymalizacje marginesu fazy w układzie pozwolą zastosować go do relatywnie szerokich filtrów, jednakże układ OP184 będzie efektywnie ograniczał pasmo LBW w układzie.
Wzmacniacz operacyjny w filtrze aktywnym znajduje się w konfiguracji wzmacniacza odwracającego. Z uwagi na to układ ADF4159 został zaprogramowany do negowania polaryzacji sygnału pochodzącego z detektora fazy. Konfiguracja odwracająca pozwala na łatwiejsze implementowanie układu ponieważ możliwe jest polaryzowanie wejścia nieodwracającego wzmacniacza operacyjnego stałym napięciem które nie zmienia wyjścia układu.
Układ AD8065 zachowuje się także jako bufor który pozwala uniknąć wpływu pojemności wejściowej układu VCO. Dla pasma LBW 2,4 MHz w filtrze pasywnym pojemność ostatniego kondensatora w filtrze i wejścia VCO nie może przekroczyć sumarycznie 1,5 pF. Jednakże pojemność samego VCO wynosi aż 52 pF.
Do konstrukcji filtra rekomendowane są kondensatory typu C0G lub BP0 które rozładowują się szybciej minimalizując przesunięcia fazy i jej stabilizację.
Wyniki testów układu
Na poniższym wykresie pokazany jest szum fazowy syntezatora. Poniżej tego wykresu znajduje się wykres przedstawiający stabilizacją częstotliwości (wyżej) i fazy (poniżej) sygnału wyjściowego podczas skoku częstotliwości wyjściowej o 200 MHz.
Źródła:
http://www.analog.com/en/circuits-from-the-la...a7f167e43b39d93fb4fd85424c0&elqCampaignId=466
Tak dobre parametry osiąga się wykorzystując w pętli sprzężenia zwrotnego filtr aktywny o szerokim pasmie, wynoszącym aż 2,4 MHz. Można osiągnąć tak szerokie pasmo filtra aktywnego w pętli sprzężenia syntezatora ponieważ detektor fazy i częstotliwości (PFD) stosowany w układzie (ADF4159) charakteryzuje się maksymalną częstotliwością wynoszącą 110 MHz. Z kolei wzmacniacz operacyjny AD8065, posiada pasmo 145 MHz.
Wykorzystanie wzmacniacza operacyjnego AD8065 do konstrukcji filtra aktywnego pozwala na zasilanie układu napięciem 24 V. Dzięki temu możliwe jest wykorzystanie większości typowych układów VCO w szerokim zakresie. Zazwyczaj generatory VCO kontrolowane są napięciem wynoszącym od 0 do 18 V.
Opis układu
W systemie składającym się z generatora VCO i pętli PLL osiągnięcie stabilizacji częstotliwości i fazy w czasie poniżej 5 mikrosekund wymaga zastosowania bardzo szerokopasmowego filtra. Szerokość pasma pętli (LBW) definiuje szybkość działania pętli sprzężenia zwrotnego. Im szersza pętla tym szybsze działanie systemu i szybsza stabilizacja częstotliwości, kosztem mniejszego tłumienia szumu fazowego.
Układ pokazany na powyższym schemacie funkcjonuje poprzez zatrzaskiwanie układu ADF4159 do połowy częstotliwości sygnału RFOUT (około 6 GHz) pochodzącej z VCO pracującego z częstotliwością 12 GHz. Jako generator VCO wykorzystano MAOC-009269 firmy MACOM. Jednakże można wykorzystać tutaj generatory VCO pracujące do 24 GHz, o ile wyposażone są one w wyjście RFOUT/2, zapewniające sygnał o częstotliwości połowy generowanej przez VCO częstotliwości. Jest to możliwe ponieważ układ ADF4159 pozwala na działanie z sygnałami o częstotliwości do 13 GHz
Syntezator ADF4159 z podziałem częstotliwości przez ułamkowe N
W architekturze z podziałem częstotliwości przez ułamkowe N szum pochodzący z modulatora sigma-delta (SDM) ma swoje maksimum przy częstotliwości będącej połową częstotliwości PFD (fPFD). Na przykład jeżeli pętla PLL z podziałem częstotliwości przez ułamkowe N pracuje z częstotliwością PFD wynoszącą 32 MHz to niefiltrowany szum SDM ma swoje maksimum przy 16 MHz. Szum pochodzący z SDM sprawia iż pętla pracuje niestabilnie i uniemożliwia pracę pętli PLL. Poniższy wykres pokazuje symulowany szum fazowy otrzymany w opisanych warunkach.
Układ ADF4159 charakteryzuje się maksymalną częstotliwością PFD wynoszącą 110 MHz. Oznacza to że maksimum niefiltrowanego szumu SDM przypada na 55 MHz. Poniższy wykres pokazuje szum fazowy układu pracującego przy częstotliwości PFD wynoszącej 110 MHz. Szum SDM generowany jest z dużym offsetem od nośnej, dzięki czemu jest on efektywnie filtrowany przez układy znajdujące się w pętli sprzężenia zwrotnego.
Wysoka częstotliwość maksymalna pracy PFD układu ADF4159 jest istotna także z uwagi na fakt iż rekomenduje się aby LBW było mniejsze niż 1/10 częstotliwości PFD. Praca w takich warunkach zapewnia stabilne działanie układu.
Układ ADF4159 charakteryzuje się maksymalną częstotliwością sygnału RF wynoszącą 13 GHz. W opisywanym układzie jako ten sygnał stosuje się wyjście RFOUT/2 generatora VCO. Oznacza to że jeżeli VCO generuje sygnał o częstotliwości 12 GHz ADF4159 pracuje z połową tej częstotliwości wynoszącą 6 GHz.
Taka konfiguracja oznacza że można wykorzystać w tym układzie VCO pracujące z częstotliwości 24 GHz. Taki generator na wyjściu RFOUT/2 zapewnia sygnał 12 GHz, który podłączony jest do układu ADF4159. Płytka prototypowa dostarczana przez Analog Devices wyposażona jest w możliwość wlutowania rozmaitych rodzajów VCO w obudowie LFCSP z 32 wyprowadzeniami.
Pompa ładunku, wbudowana w układ ADF4159, zasilana jest napięciem 3,3 V. Jednakże wiele szerokopasmowych generatorów VCO wymaga napięcia kontrolnego wynoszącego aż do 18 V. Aby układ ten działał sprawnie wymagany jest zatem filtr aktywny w pętli sprzężenia. Filtr taki wzmacnia napięcie wyjściowe z układu ADF4159 zgodnie z wzmocnieniem wzmacniacza operacyjnego użytego do jego konstrukcji. Szersze informacje na temat filtra aktywnego zawarte są w rozdziale opisującym układ AD8065 w tym artykule.
Ukd ADS4159 posiada wiele funkcjonalności związanych z programowalną pompą ładunku w układzie. Pozwala to na łatwe modyfikowanie dynamiki pracy układu bez ingerencji w fizyczny projekt syntezatora. W układzie opisywanym w niniejszym artykule przyjęto LBW wynoszące 2,4 MHz przy prądzie pompy wynoszącym 2,5 mA. Istnieje możliwość zmniejszenia LBW poprzez programowe zmniejszenie prądu pompy ładunku w układzie.
Pliki symulacji przeprowadzonej w programie ADIsimPLL dostępne są pod linkiem http://www.analog.com/CN0302-DesignSupport.
Filtr aktywny oparty o AD8065
Wzmacniacz operacyjny wykorzystany do konstrukcji filtra aktywnego w opisywanym projekcie zasilany może być napięciem do 24 V. Układ ten charakteryzuje się pasmem (GBP) wynoszącym około 145 MHz i bardzo niską gęstością spektralną szumu, wynoszącą 7 nV/√Hz. Parametry te czynią ten układ idealnym do opisywanej aplikacji.
W większości aplikacji PLL zachowuje się rekomendowany margines fazy wynoszący od 45 do 55 stopni. Pozwala to na stabilną pracę układu i szybką stabilizację sygnału wyjściowego. W momencie gdy do układu dodajemy aktywny filtr, to jest gdy w pętli znajduje się wzmacniacz operacyjny, pojawia się w funkcji opisującej pętle dodatkowy biegun przypadający na częstotliwość przy której wzmacniacz operacyjny ma wzmocnienie równe jeden (GBP, równe w tym przypadku 145 MHz). Ten biegun powodować może dodatkowe opóźnienia fazy, zatem zależnie od tego gdzie się znajdzie może destabilizować działanie układu.
Im wyższy jest stosunek GBP do LBW filtra tym mniejsze opóźnienie fazy. Na przykład stosunek GBP/LBW wynoszący 10 spowoduje wprowadzenie opóźnienia fazy (co efektywnie zmniejszy margines fazy pętli) wynoszące, 5,7°. Jeśli stosunek GBP do LBW będzie zbyt niski, margines fazy zredukowany zostanie do tego stopnia iż syntezator może utracić stabilność i nie działać poprawnie. Opisywany tutaj układ pracuje z LBW równym 2,4 MHZ co przy 145 MHz GBP układu AD8065 daje stosunek GBP do LBW wynoszący 60 i pomijalne opóźnienie fazy.
Porównanie z filtrem aktywnym opartym o OP184
Układ OP184 jest często wykorzystywanym wzmacniaczem operacyjnym w konstrukcji filtrów aktywnych w układach PLL. Jednakże nie nadaje się on do aplikacji w układzie z szerokim pasmem filtra pętli z uwagi na swoje niskie pasmo GBP wynoszące zaledwie 4 MHz. Oczywiście pewne optymalizacje marginesu fazy w układzie pozwolą zastosować go do relatywnie szerokich filtrów, jednakże układ OP184 będzie efektywnie ograniczał pasmo LBW w układzie.
Wzmacniacz operacyjny w filtrze aktywnym znajduje się w konfiguracji wzmacniacza odwracającego. Z uwagi na to układ ADF4159 został zaprogramowany do negowania polaryzacji sygnału pochodzącego z detektora fazy. Konfiguracja odwracająca pozwala na łatwiejsze implementowanie układu ponieważ możliwe jest polaryzowanie wejścia nieodwracającego wzmacniacza operacyjnego stałym napięciem które nie zmienia wyjścia układu.
Układ AD8065 zachowuje się także jako bufor który pozwala uniknąć wpływu pojemności wejściowej układu VCO. Dla pasma LBW 2,4 MHz w filtrze pasywnym pojemność ostatniego kondensatora w filtrze i wejścia VCO nie może przekroczyć sumarycznie 1,5 pF. Jednakże pojemność samego VCO wynosi aż 52 pF.
Do konstrukcji filtra rekomendowane są kondensatory typu C0G lub BP0 które rozładowują się szybciej minimalizując przesunięcia fazy i jej stabilizację.
Wyniki testów układu
Na poniższym wykresie pokazany jest szum fazowy syntezatora. Poniżej tego wykresu znajduje się wykres przedstawiający stabilizacją częstotliwości (wyżej) i fazy (poniżej) sygnału wyjściowego podczas skoku częstotliwości wyjściowej o 200 MHz.
Źródła:
http://www.analog.com/en/circuits-from-the-la...a7f167e43b39d93fb4fd85424c0&elqCampaignId=466
Cool? Ranking DIY
