Elektroda.pl
Elektroda.pl
X
Proszę, dodaj wyjątek www.elektroda.pl do Adblock.
Dzięki temu, że oglądasz reklamy, wspierasz portal i użytkowników.

Nowatorskie rozwiązania pętli sprzężenia zwrotnego zwiększające moc wyjściową.

ghost666 13 Cze 2014 19:16 4260 0
  • Wstęp

    W wielu aplikacjach koniecznym jest stosowanie wzmacniacza który jest w stanie dostarczyć sporej mocy do obciążenia, jednocześnie zachowując wysoką precyzję pracy przy napięciu stałym. Wartość obciążenia wyjścia układu determinuje architekturę przyjętego rozwiązania. Precyzyjne wzmacniacze operacyjne są w stanie sterować obciążeniami pobierającymi do 50 mW, z kolei kompleksowe systemy oparte o scalony stopień wejściowy, oparty o wzmacniacz operacyjny i końcówkę mocy zbudowaną z dyskretnych elementów, najczęściej pary tranzystorów, są w stanie sterować obciążeniami pobierającymi kilka watów. Jednakże nie istnieje dobre rozwiązanie pośrednie. Z jednej strony nie można do wielu rzeczy stosować scalonego wzmacniacza operacyjnego, z uwagi na wysoki pobór mocy, z drugiej strony układy oparte o elementy dyskretne stają się zbyt skomplikowane, drogie i zajmujące dużo miejsca na płytce drukowanej.

    Niedawno, podczas projektowania systemu wzbudzającego mostek Wheatstona, autor niniejszego artykułu, Mark Reisieger, napotkał na problem. Konieczne było wzbudzenie mostka pomiarowego dokładnie znanym napięciem stałym - błąd napięcia na mostku nie mógł być większy niż 1 mV. Wymagana była wysoka precyzja stałoprądowa układu wzbudzającego mostek, gdyż jego precyzja ma bezpośredni wpływ na offset mostka oraz zakres pomiarowy. W tej konkretnej aplikacji konieczne było stworzenie bufora - wzmacniacza o wzmocnieniu napięciowym równym jedności - zasilanego z napięcia od 7 V do 15 V, pracującego z napięciem wejściowym (jak i wyjściowym) od 100 mV do 5 V przy założonej dokładności 1 mV.

    Aby jeszcze bardziej skomplikować konstrukcję tego układu, zmuszony on będzie sterować mostkami charakteryzującymi się różnym oporem. Dla przykładu mostkowe czujniki naprężenia charakteryzują się standardowymi impedancjami równymi 120 Ω lub 350 Ω. Przy impedancji 120 Ω i napięciu na mostku równym 5 V konieczne będzie zapewnienie prądu wyjściowego równego 42 mA. Dodatkowo ukłąd musi poradzić sobie z pojemnością obciążenia do 10 nF. W ramach tej pojemności znajdują się pojemność kabla doprowadzającego zasilanie do mostka oraz pojemność kondensatora filtrującego zasilanie dla mostka.

    Dobór wzmacniacza operacyjnego

    Pierwszym krokiem podczas projektowania układu jest dobór konkretnego wzmacniacza operacyjnego. Musi on być w stanie wysterować obciążenie do którego podłączony zostanie układ. Oznacza to iż spadek napięcia na wzmacniaczu operacyjnym (VOH) musi być mniejszy niż dostępna nadwyżka zasilania w konkretnym układzie przy konkretnym napięciu zasilającym. W naszym przypadku najmniejszym napięciem zasilającym układ jest 7 V, a najwyższym napięciem wyjściowym jest 5 V. Oznacza to różnicę 2 V, ale dodajy sobie 250 mV marginesu, na wszelki wypadek co oznacza zapas napięcia równy 1,75 V. Prąd wyjściowy - maksymalny - 42 mA.

    ADA4661-2 to precyzyjny, podwójny wzmacniacz operacyjny przystosowany do sterowania sporym obciążeniem. Posiada on stopień wyjściowy przystosowany do dużych prądów wyjściowych. W karcie katalogowej tego układu doczytać możemy iż przy 40 mA obciążeniu spadek napięcia na układzie wynosi 900 mV. Oznacza to iż bez problemu spełnia on nasze wymagania, mieszcząc się w zapasie 1,75 V który posiadamy w naszym projekcie.





    Spadek napięcia ogranicza działanie układu przy niskim napięciu zasilającym. Z kolei przy wysokim napięciu zasilającym, czynnikiem ograniczającym pracę układu jest rozpraszanie ciepłą. Wzrost temperatury układu może być wyliczony, tak aby wyznaczyć bezpieczny zakres pracy układu. Obudowa MSOP, jakkolwiek ułatwia prototypowanie, nie zapewnia optymalnych warunków odprowadzenia nadmiarowej energii z układu, co z kolei zapewni obudowa LFCSP. Oznacza to, iż, jeśli to możliwe powinno wykorzystać się obudowę LFCSP w omawianym projekcie. Opór termiczny złącze-otoczenie (θJA) wynosi 142°C/W dla obudowy MSOP oraz 83.5°C/W dla obudowy LFCSP. Wzrost temperatury kości wewnątrz układu wyznacza się mnożąc opór termiczny układu i wydzieloną na układzie moc. W omawianym przypadku przy maksymalnym napięciu zasilania, równym 15 V, i napięciu wyjściowym 5 V, spadek napięcia na układzie wyniesie 10 V. W tych warunkach prąd wyjściowy wynosi 42 mA, co oznacza straty cieplne o mocy 420 mW. Taka moc wydzielona na układzie spowoduje wzrost jego temperatury o 60 °C w przypadku obudowy MSOP i 35 °V w obudowie LFCSP. Ogranicza to maksymalną temperaturę otoczenia układu do 65 °C w przypadku układu w obudowie MSOP i aż 90 °C w przypadku zastosowania wzmacniacza w obudowie LFCSP.

    Warto jednocześnie pamiętać iż odprowadzanie ciepła z układu ma wpływ nie tylko na maksymalne napięcie zasilające wzmacniacz, ale także na precyzję jego działania. Niestety precyzja działania niektórych układów w wysokiej temperaturze jest poważnie osłabiona, szczególnie przy dużych prądach wyjściowych. Wynika to z faktu iż wydzielanie się mocy strat w sekcji wyjściowej układu powoduje znaczne gradienty termiczne jego struktury i w konsekwencji zmiany oporów i warunków pracy niektórych tranzystorów w strukturze. Powodować to może rozregulowanie się fabrycznie trymowanych wartości i pogorszenie własności elektrycznych. Omawiany układ- ADA4661-2 - zaprojektowany został w ten sposób aby uniknąć tych zjawisk, podczas sterowania dużym obciążeniem.

    Stabilizacja pętli sprzężenia zwrotnego

    Spełnienie wymagań odnośnie pojemności obciążenia jest nietrywialne, gdyż większość wzmacniaczy operacyjnych nie jest w stanie wysterować pojemności 10 nF bez dodatkowych układów kompensujących. Jedną z klasycznych technik kompensacji jest zastosowanie architektury wielokrotnego sprzężenia, jak pokazano na poniższym schemacie. Opornik izolujący RISO ochrania wzmacniacz przed sterowaniem w pełni pojemnościowym obciążeniem CLOAD. Precyzja stałoprądowa jest zachowana poprze doprowadzenie dodatkowego sygnału VOUT przez opornik sprzężenia wrotnego RF. Stabilność układu gwarantuje dodatkowe sprzężenie poprzez kondensator CF.

    Aby układ ten efektywnie działał wartość opornika RISO musi być dostatecznie duża aby przy częstotliwości granicznej wzmacniacza (gdzie jego wzmocnienie w otwartej pętli równa się jeden) impedancja widziana przez wzmacniacz miała charakter oporowy. Generuje to pewien problem, ponieważ pojawia się problem spadki napięcia na oporniku RISO. Aby w łatwy sposób wyznacyć jaki opornik możemy tam użyć w naszej aplikacji zaalokujmy tam pozostałą część spadku napięcia jakie mamy w zapasie. Przy zasilaniu 6,75 V i napięciu wyjściowym 5 V mamy do dyspozycji 1,75 V zapasu. 900 mV z tego zapasu 'zjada' nam VOH wzmacniacza operacyjnego, co pozostawia 850 mV na spadek na oporniku RISO. Taki spadek napięcia ogranicza wartość oporu tego rezystora do 20 Ω. Przy tym oporze biegun impedancji przypadnie na częstotliwość graniczną wybranego wzmacniacza (równą 4 MHz) przy obciążeniu pojemnością równą 2 nF. To stanowczo nie spełnia wymagań naszej aplikacji, od której oczekujemy możliwości sterowania pojemnością do 10 nF.

    Nowatorskie rozwiązania pętli sprzężenia zwrotnego zwiększające moc wyjściową.


    Inną techniką stabilizacji mocno obciążonego wyjścia z bufora jest wykorzystanie układu hybrydowego w topologi wtórnika napięciowego (układu buforowego o jednostkowym wzmocnieniu napięciowym), tak jak pokazano to na poniższym schemacie. W tym układzie zamiast próbując przesunąć sztucznie (poprzez dodanie dodatkowego opornika szeregowo z obciążeniem) biegun impedancji obciążenia przesuwamy charakterystykę wzmacniacza operacyjnego w stronę bieguna istniejącego w układzie poprzez redukcję stopnia sprzężenia. Stabilność w takim układzie osiąga się poprzez wymuszenie granicy pasma układu przed momentem w którym przesunięcie fazy, spowodowane biegunem obciążenia staje się nadmierne.

    Współczynnik sprzężenia jest odwrotnie proporcjonalny do wzmocnienia szumu, zatem można by pomyśleć iż opisywane podejście rezygnuje z toru o jednostkowym wzmocnieniu. Byłaby to myśl prawdziwa, ale tylko w tradycyjnym układzie wzmacniacza odwracajacego lub nieodwracającego, jednakże analiza poniższego schematu pokazuje, iż w tym przypadku oba wejścia wzmacniacza operacyjnego są sterowane. Łatwym sposobem na zrozumienie działania zaproponowanego układu jest interpretacja go jako superpozycji wzmacniacza odwracającego z wzmocnieniem równym -RF/RS i wzmacniacza nieodwracającego o wzmocnieniu równym 1 + RF/RS. Rezultatem tego jest układ który działa z efektywnym wzmocnieniem równym 1 i wzmocnieniem szumu równym (RS+RF)/RS. Niezależna kontrola nad współczynnikiem sprzężenia i wzmocnieniem sygnału pozwala temu układowi na stabilną pracę niezależnie od pojemności obciążenia, a jedynym kosztem jest pasmo pracy wzmacniacza w tej topologi.

    Jednakże wtórnik w topologii hybrydowej posiada szereg wad. Pierwszym problemem jest fakt iż wzmocnienie szumu jest wysokie, niezależnie od częstotliwości. Oznacza to iż w naszym przypadku offset stałoprądowy VOS zostanie wzmocniony przez ten czynnik. To z kolei oznacza iż spełnienie wymagań co do precyzji stałoprądowej układu na poziomie 1 mV jest sporym wyzwaniem. Drugą wadą tej architektury bufora jest fakt iż jego projektowanie wymaga pewnej wiedzy a temat wewnętrznej konstrukcji wzmacniacza opercyjnego. Wykorzystany w tym projekcie wzmacniacz operacyjny zbudowany jest w trójstopniowej architekturze z zagnieżdżoną kompensacją Millera. Oznacza to iż stopień wyjściowy posiada własne, wewnętrzne sprzężenia. Umożliwia to stabilną pracę zewnętrznej pętli sprzężenia zwrotnego nawet w sytuacji gdy wewnętrzna pętla sprzężenia obejmująca stopień wyjściowy nie jest stabilna.

    Nowatorskie rozwiązania pętli sprzężenia zwrotnego zwiększające moc wyjściową.


    Z połączenia zasady działania obu układów otrzymać możemy układ który pozwala na pokonanie słabych stron obu układów. Jest on pokazany na poniższym schemacie. Topologia wielokrotnego sprzężeni zwrotnego separuje tory sprzężenia zwrotnego na dwa tory - nisko i wysokoczęstotliwościowy, dodatkowo dodając dostatecznie dużą ilość oporu izolującego wzmacniacz od obciążenia pojemnościowego. Minimalizuje to problemy ze stabilnością układu. Natomiast niskoczęstotliwościowa część sprzężenia realizowana jest poprzez napięcie na mostku przechodzące przez opornik sprzęgający RF. Wysokoczęstotliwoścoiowa część pętli sprzężenia realizowana jest z wykorzystaniem tego samego napięcia, ale dostarczonego do układu przez kondensator CF, pełniący rolę sprzężenia zwrotnego.

    Układ ten zachowuje się jako wtórnik napięciowy dla niskich i wysokich częstotliwości. Wzmocnienie szumu dla wysokich częstotliwości definiowane jest przez impedancję kondensatora sprzężenia zwrotnego i wynosi (CD + CF)/CF. Pozwala to na krzyżowanie charakterystyki pętli przy niższej częstotliwości, gdzie na stabilność nie ma tak ogromnego wpływu pojemność obciążenia. Jako że wzmocnienie szumu przy niskich częstotliwościach wynosi jeden, precyzja stałoprądowa układu jest zachowana.

    Nowatorskie rozwiązania pętli sprzężenia zwrotnego zwiększające moc wyjściową.


    Zachowanie precyzji DC układu wymaga precyzyjnego prowadzenia ścieżek na płytce drukowanej, z uwagi na spory prąd płynący z wyjścia wzmacniacza do obciążenia. Wystarczy zaledwie 7 mΩ aby spowodować spadek wynoszący 300 µV przy tym prądzie. Jest to wartość równa offsetowi wyjściowemu wzmacniacza operacyjnego wykorzystanego w projekcie.

    Pragmatycznym sposobem na rozwiązanie tego problemu jest zrealizowanie połączeń pomiędzy wzmacniaczem a obciążeniem w topologii Kelvina, wykorzystując cztery sygnały - dwie ścieżki przenoszą prąd z układu do obciążenia i z powrotem (nazywa się je często "siłą"), a dwie służą do monitorowania napięcia na obciążeniu (i nazywane są często "czuciem"). Punkty połączenia sygnałów pomiarowych należy zrealizować możliwie blisko obciążenia, aby uniemożliwić wpływanie do nich jakichkolwiek prądów, co zaburzało by pomiar.

    W przypadku układu sterującego mostkiem pomiarowym sygnały pomiarowe powinny być przyłączone bezpośrednio do mostka w górnym i dolnym punkcie. Żaden fragment - czy to ścieżki czy okablowania - nie powinien być współdzielony pomiędzy siłę a czucie układu. Sygnał GNDSENSE powinien być doprowadzony bezpośrednio do masy napięcia VIN. Na przykład, jeśli układ sterowany jest z przetwornika DAC to GNDSENSE połączony powinien być z masą napięcia odniesienia REFGND przetwornika cyfrowo-analogowego. Z kolei GNDFORCE powinno być połączone bezpośrednio z zasilaczem, jako że przepływ dużego prądu przez wylewkę masy może powodować spadki napięcia, co byłoby bardzo niepożądane w układzie.

    Zarządzanie zapasem błędu

    Sumaryczny spis wartości błędów pokazany jest w poniższej tabeli. Wartość całkowita błędu napięcia zdominowana jest przez offset napięciowy wzmacniacza operacyjnego oraz jego dryft. Całkowity błąd napięciowy zaproponowanego układu komfortowo mieści się w zdefiniowanej na początku granicy 1 mV.







    ParametrZałożeniaObliczeniaWartość błędu
    Napięcie offsetu0 V < VCM < 5 V; 6.75 V < VDD < 15 V300 µV
    Dryft offsetu napięciowego0 V < VCM < 5 V; 6.75 V < VDD < 15 V; –40°C < T < +70°C300 µV/°C × 110 °C341 µV
    Rozpraszanie mocyVDD = 15 V; 0 V < VCM < 5 VRównanie 1,patrz niżej168 µV
    Błąd wzmocnienia0 V < VCM < 5 V; –40°C < T < +125°C5 V × 1/(105 dB + 1)27 µV
    PSRR6.75 V < VDD < 15 V8.25 V/120 dB8 µV
    Sumaryczny błąd napięcia844 µV


    Trzeci największy wpływ na sumaryczny błąd napięcia m błąd wynikający z rozpraszania mocy. Dyssypowana energia powoduje wzrost temperatury kości wewnątrz układu, co przekłada się na dryft napięcia offsetu względem napięcia w temperaturze pokojowej. W tabeli podana jest wartość wyznaczona w najbardziej pesymistycznej sytuacji w najwyższym napięciu zasilania. Obliczenia zaprezentowane są poniżej. Pamiętać należy że spadek napięcia na wzmacniaczu operacyjnym jest redukowany o spadek napięcia na oporniku RISO.

    Nowatorskie rozwiązania pętli sprzężenia zwrotnego zwiększające moc wyjściową.


    Wyniki pomiarów stałoprądowych

    Błąd napięcia to różnica pomiędzy napięciem wejściowym VIN a napięciem wyjściowym bufora VOUT. Na poniższym wykresie zaprezentowano błąd napięciowy prototypu opisywanego układu w funkcji napięcia podawano na obciążenie. Największy wpływ na błąd napięcia podawanego na mostek przez ten driver ma napięcie offsetu wzmacniacza i jego dryft. Dodatkowy błąd zależny jest od napięcia z jakim pracuje mostek, gdyż wynika z dyssypacji mocy na wzmacniaczu. Wpływ napięcia zasilającego na błąd napięcia widoczny jest w postaci trzech krzywych, zebranych dla trzech różnych napięć zasilających. Czarna krzywa pokazuje sytuację przy zasilaniu najniższym napięciem (7 V) co powoduje najniższe rozpraszanie ciepłą - jedynie 50 mW i najniższy wzrost temperatury układu - o jedyne 7 °C. W związku z tym krzywa ta odpowiada zachowanie układu w temperaturze pokojowej.

    Nowatorskie rozwiązania pętli sprzężenia zwrotnego zwiększające moc wyjściową.


    Czerwona (VDD = 10 V) i niebieska (VDD = 15 V) krzywa reprezentują sytuacje w której na parametry układu wpływ na rozpraszanie mocy - 175 mW w przypadku zasilania 10 V i 385 mW w przypadku 15 V. Przekłada się do na wzrost temperatury układu, o odpowiednio 25 °C i 55 °C, co powoduje znaczący dryft napięcia offsetu. Kształt zależności tego błędu jest paraboliczny, gdyż maksymalne rozpraszanie ciepłą występuje w sytuacji w której VOUT = ½ VDD.

    Silna zależność napięcia offsetu od napięcia zasilania wskazuje na fakt iż warto rozważyć PSRR układu. Poniższy wykres obrazuje zależność błędu napięcia podczas przemiatania napięciem zasilającym. W tym czasie napięcie wyjściowe jest stałe. Czarna krzywa obrazuje sytuację gdy obciążenie jest niewielkie, co oznacza iż błąd dominowany jest przez wpływ napięcia zasilania. Dla tego układu 10 µV zmiany w napięciu wyjściowym odpowiada 118 dB PSRR. Czerwona i niebieska krzywa obrazują sytuację gdy impedancja obciażenia wynosi, odpowiednio 350 Ω i 120 Ω. W tych warunkach PSRR wynosi, odpowiednio, 110 dB i 103 dB.

    Nowatorskie rozwiązania pętli sprzężenia zwrotnego zwiększające moc wyjściową.


    Parametry pracy układu silnie zależą od dryftu offsetu napięciowego wyjścia w funkcji temperatury układu. Póki co wykorzystywano do obliczeń tego parametru specyfikację TCVOS. Przy tym modelu trzeba dokonać pewnych założeń, tym bardziej że zmiany temperatury układu scalonego na skutek rozpraszania ciepła mają inny charakter niż zmiany temperatury otoczenia. To pierwsze zjawisko powoduje powstanie dużych gradientów temperatury na strukturze układu scalonego które mogą znacznie pogarszać parametry jego pracy. ADA4661-2 zaprojektowany został pod kątem minimalizacji wpływu gradientów temperatury na kości na parametry elektryczne układu. Jednakże pamiętać należy iż wpływ wzrostu temperatury kości na skutek samoogrzewania się jej na parametry elektryczne może być istotniejszy niż pokazuje to założony model.

    Kolejny wykres obrazuje zmierzony dryft napięcia offsetu w funkcji temperatury. Czarna linia prezentuje krzywą replikującą parametry katalogowe układu (–1.2 µV/°C) w sytuacji niskiego napięcia zasilania i niewielkiego prądu wyjściowego. Czerwona krzywa natomiast prezentuje zachowanie układu podczas sterowania mostkiem o impedancji 120 Ω. Istotną rzeczą, warto zauważenia jest fakt iż kształt krzywej nie zmienia się, jedynie przemiesza się ona w lewo o wartość wzrostu temperatury (6,4 °C). Niebieska krzywa pokazuje tą samą sytuację, jednakże z wyższym napięciem zasilania, wynoszącym 15 V - w tej sytuacji rozpraszanie ciepłą jest maksymalnie duże. Kształ krzywej nie zmienia się, jednakże przesuwa się ona aż o 55 °C z uwagi na duży wzrost temperatury kości. Rozpraszanie mocy aż 385 mW powoduje iż impedancja termiczna układu zmienia się i wynosi (w/g obliczeń) 143 °C/W. Jest istotnym rozważenie zakresu temperatur otoczenia. Maksymalna temperatura kości nie może przekroczyć 125 °C, co oznacza iż temperatura otoczenia układu wynosić może maksymalnie 70 °C.

    Nowatorskie rozwiązania pętli sprzężenia zwrotnego zwiększające moc wyjściową.


    Pomiary przejściowe

    Prostą metodą na oszacowanie stabilności układu jest pomiar odpowiedzi impulsowej układu. Poniższe oscylogramy obrazują odpowiedź układu na krok jednostkowy dla pewnego zakresu pojemności dla mostków o wysokim oporze. Oscylogram poniżej prezentuje podobną sytuację, jednakże dla mostków o niskiej impedancji. Układ wykazuje pewne nadmierny wzrost napięcia na początku (overshoot), z uwagi na dublet - biegun i miejsce zerowe - w sieci sprzężenia wrotnego. Dublet ten odpowiedzialny jest za odpowiedź impulsową układu ponieważ przy wysokich częstotliwościach współczynnik sprzężenia spada do 0,13 w porównaniu do jedności przy niskich częstotliwościach. Jako że zero umiejscowione jest przy wyższej częstotliwości niż biegun początkowy wzrost napięcia zawsze będzie nadmierny, nawet jeśli zachowamy większy niż adekwatny margines fazy. Dodatkowo dublet ten wykazuje się najdłuższą stałą czasową w układzie, co oznacza że dominuje on w czasie stabilizacji układu. Najgorsze zachowanie układu - czas stabilizacji i oscylacje wyjścia - obserwujemy przy dużej impedancji obciążenia i pojemności 1 nF.

    Nowatorskie rozwiązania pętli sprzężenia zwrotnego zwiększające moc wyjściową.
    Nowatorskie rozwiązania pętli sprzężenia zwrotnego zwiększające moc wyjściową.


    Podsumowanie

    Zaprezentowany w powyższym artykule układ jest w stanie podać do 5 V na obciążenia o charakterze oporowym i impedancji do 120 Ω z błędem mniejszym niż 1 mV. Stabilnie pracuje on nawet w sytuacji obciążenia go pojemnością do 10 nF. Spełnia on powyższe parametry przy pracy z napięciami zasilania pod 7 V do 15 V rozpraszając przy tym do 400 mW mocy. Podstawowy układ może zostać zmodyfikowany do pracy z napięciami symetrycznymi lub ujemnymi poprzez zasilenie do symetrycznym zasilaczem ± 7 V. Wszystkie te funkcje spełniane są przy jednoczesnej minimalizacji miejsca na PCB - układ składa się z czterech elementów pasywnych i jednego wzmacniacza operacyjnego, zajmującego powierzchnię 9 mm² na płytce drukowanej.

    Źródła:

    http://www.analog.com/library/analogdialogue/archives/48-05/precision_load_driver.html


    Fajne!