Elektroda.pl
Elektroda.pl
X
PCBway
Proszę, dodaj wyjątek dla www.elektroda.pl do Adblock.
Dzięki temu, że oglądasz reklamy, wspierasz portal i użytkowników.

Integrator w układzie sterowania mosfetem

15 Lip 2014 00:00 1356 11
  • Poziom 9  
    Poważnie sobie dzisiaj połamałem dyńkę próbą zrozumienia roli integratora w takim układzie:
    http://www.mediarent.pl/integrator.jpg (coś "dodaj zdjęcie" nie działa)
    Zgodnie z teorią ma on całkować sygnał wejściowy czyli z prostokąta jak na schemacie robić na wyjściu coś w rodzaju piły. Przesymulowałem to w orcadzie fakt ze na LM358 ale na wyjściu jest dokładnie ten sam prostokąt tylko przesunięty w górę o około 4V.
    Rozumiem że wzmocnienie integratora zależne od częstotliwości jest tutaj efektem ubocznym a nie zamierzonym. Spotkałem takie rozwiązanie w układzie sterowania power mosfetami już kilka razy. W ogóle po co integrator a nie na przykład wtórnik ? Chyba że to nie integrator. Byłbym wdzięczny za komentarz.
  • PCBway
  • Pomocny post
    Poziom 27  
    To nie jest integrator tylko układ z kondensatorem poprawiającym stabilność wzmacniacza z obciążeniem pojemnościowym wnoszącym dodatkowe przesunęcie fazy. Integrator byłby wtedy gdyby nie było opornika R4 podłączonego do wejścia odwracającego.
    Wzmacniacz steruje MOSFET-em, który ma duże pojemności G-S i G-D (rzędu nanofaradów), w dodatku w zależności od obciążenia MOSFET-a jego pojemność G-D widziana od strony bramki może być zwiększona przez efekt Millera. W rezultacie na wyjściu wzmacniacza operacyjnego tworzy się ogniwo RC utworzone z jego wewnętrznej oporności wyjściowej, elementów R3 i C3 oraz pojemności wejściowej MOSFET-a, które wprowadza dodatkowe przesunięcie fazy w pętli sprzężenia zwrotnego i może doprowadzić do wzbudzenia. Aby temu zapobiec, drogę dla wyższych częstotliwości skrócono kondensatorem C4 dołożonym bezpośrednio od wyjścia do wejścia. Jest to często spotykane rozwiązanie w przypadkach gdy wzmacniacz operacyjny musi sterować obciążeniem o charakterze pojemnościowym.
    Przebieg na wyjściu wzmacniacza w symulacji jest przesunięty w górę o tyle ile wynosi mniej więcej napięcie UGS(ON) MOSFET-a.
  • PCBway
  • Poziom 9  
    kspro napisał:
    To nie jest integrator tylko układ z kondensatorem poprawiającym stabilność wzmacniacza z obciążeniem pojemnościowym wnoszącym dodatkowe przesunęcie fazy.

    Czyli C4 ma za zadanie zmniejszenie wnoszonego przez elementy przesunięcia fazowego a tym samym osłabienia warunku fazy potencjalnego wzbudzenia układu ?
  • Pomocny post
    Poziom 43  
    Cytat:
    To nie jest integrator tylko układ z kondensatorem poprawiającym stabilność wzmacniacza

    Prawdę mówiąc to jest integrator, tylko zamknięty w pętli sprzężenia zwrotnego, co do pełnionej funkcji sie zgadzamy :)

    Cytat:
    Czyli C4 ma za zadanie zmniejszenie wnoszonego przez elementy przesunięcia fazowego, a tym samym osłabienia warunku fazy potencjalnego wzbudzenia układu ?
    Inaczej, integrator na IC1 C4 i R4 wprowadza 90° przesunięcia fazy i jednocześnie zmniejsza wzmocnienie o 20dB na dekadę częstotliwości. Żeby układ się nie wzbudził integrator musi zmniejszyć wzmocnienie pętli poniżej 1 zanim przesunięcie fazy w pętli niebezpiecznie zbliży się do 180° (przy 180° ujemne sprzężenie zwrotne zamienia sie w dodatnie i mamy generator).

    Jakbyś napisał że C3 zmniejsza przesunięcie fazy, to bym się zgodził.

    Podsumowując, integrator nie dopuszcza no nadmiernego wzrostu przesunięcia fazy podczas gdy sam wprowadza największe przesunięcie, jest to tzw kompensacja z dominującym biegunem.

    Cytat:
    Skąd ten schemat? - bo to "ciekawy" pomysł aby zasilacz testować zmiennym obciążeniem: zwarcie/rozwarcie. Komuś tam chyba zachciało się PWM do źródła pradowego zaprząć.
    To nie jest żaden "wynalazek", poprostu klasyczne sterowane źródło prądowe z poprawnie rozwiązaną kompensacją częstotliwościową.(żadkość na tym forum)
  • Poziom 27  
    rangelso napisał:
    kspro napisał:
    To nie jest integrator tylko układ z kondensatorem poprawiającym stabilność wzmacniacza z obciążeniem pojemnościowym wnoszącym dodatkowe przesunęcie fazy. Integrator byłby wtedy gdyby nie było opornika R4 podłączonego do wejścia odwracającego.

    Czyli C4 ma za zadanie zmniejszenie wnoszonego przez elementy przesunięcia fazowego a tym samym osłabienia warunku fazy potencjalnego wzbudzenia układu ?

    Napisałem, że to nie jest integrator, bo się dziwiłeś, że na wyjściu wzmacniacza nie ma przebiegu trójkątnego. Istotnie, z punktu widzenia napięcia wejściowego VIN to nie jest integrator tylko zwykły wzmacniacz o wzmocnieniu jednostkowym poprzedzony dzielnikiem, czyli
    KU = VSENSE/VIN = R2/(R1+R2)
    IOUT = KU/RSENSE • VIN
    Natomiast z punktu widzenia napięcia na RSENSE to jest jak najbardziej integrator ze stałą czasową R4C4, tu jarek_lnx ma rację.

    Poszukaj noty aplikacyjnej "National Semiconductor AN-4", tam jest przykład takiej kompensacji (Fig. 15) wzmacniacza z obciążeniem pojemnościowym wraz z krótkim omówieniem, temat ten jest też poruszany w innych notach aplikacyjnych oraz kartach katalogowych ale ich numerów nie pamiętam. Przy obciążeniu pojemnością, oporność (impedancja) wyjściowa wzmacniacza operacyjnego z otwartą pętlą, która jest rzędu kilkudziesięciu omów, tworzy wraz z nią biegun wprowadzający dodatkowe przesunięcie fazy. Jeśli to przesunięcie jest zbyt duże zanim wzmocnienie w zamkniętej pętli opadnie poniżej jedności to jest problem i dlatego w ogólności wzmacniacze nie tolerują zbyt dużych pojemności na wyjściu. Oczywiście wszystko zależy od pasma wzmacniacza, marginesu fazy, wzmocnienia (czyli tłumienia w obwodzie sprzężenia zwrotnego), itd. Oprócz tego jest jeszcze inny problem, bo niezależnie od sprzężenia zwrotnego stopnie wyjściowe wzmacniaczy operacyjnych potrafią się wzbudzić przy obciążeniu pojemnościowym (to także znalazłem gdzieś w materiałach National Semiconductor), dlatego w takich przypadkach zaleca się izolowanie wyjścia wzmacniacza od obciążenia poprzez wstawienie jakiejś oporności szeregowej. Taka sytuacja jest właśnie przedstawiona w AN-4 (R4 na Fig. 15). Oczywiście nie każdy wzmacniacz jest tak samo podatny na takie oscylacje, ale w przypadku wzmacniaczy mogących pracować z więcej niż 100pF na wyjściu zazwyczaj podkreśla się to już na samym wstępie kart katalogowych, a w przypadku 1nF i więcej robi się to praktycznie zawsze, więc jest to niebagatelna zaleta.
    Z tego powodu nie podoba mi się C3=2.2nF, bo może przyśpiesza ale nie izoluje wyjścia od pojemności MOSFET-a, no chyba że OPA277 jest aż tak odporny (nie sprawdzałem). Zgodnie z opisem w AN-4 reaktancja kondensatora C4 "skraca drogę" sprzężenia zwrotnego i zmniejsza przesunięcie fazy dla dużych częstotliwości, gdzie sytuacja jest najgorsza. Nie jest ona krytyczna, powinna wynosić około 1/10 oporności R4 przy częstotliwości granicznej wzmacniacza. Zapatrzony w to a także w to, że pytałeś o integrator, palnąłem, że "Integrator byłby wtedy gdyby nie było opornika R4 podłączonego do wejścia odwracającego" zupełnie tak jakby napięcie wejściowe również doprowadzone było do wejścia odwracającego, to nie ma sensu, mój błąd, widocznie myślałem o zbyt wielu rzeczach równocześnie. Oczywiście bez R4 "skracanie drogi" by nie zadziałało, bo nie byłoby czego skracać. No ale nie ma tego złego co by na dobre nie wyszło, bo gdyby nie to, że tak głupio palnąłem, to nie chciałoby mi się teraz tyle pisać, a tak może na coś się przyda.
  • Moderator Projektowanie
    jarek_lnx napisał:


    Cytat:
    kąd ten schemat? - bo to "ciekawy" pomysł aby zasilacz testować zmiennym obciążeniem: zwarcie/rozwarcie. Komuś tam chyba zachciało się PWM do źródła pradowego zaprząć.
    To nie jest żaden "wynalazek", poprostu klasyczne sterowane źródło prądowe z poprawnie rozwiązaną kompensacją częstotliwościową.(żadkość na tym forum)

    Źle patrzyłem, tu nie ma pracy "zwarcie/rozwarcie", i jest przecież stabilizacja prądu, ale... 5V/0,33 Ohm=15A, podczas gdy na schemacie podano 1,5A...
  • Poziom 9  
    trymer01 napisał:
    Źle patrzyłem, tu nie ma pracy "zwarcie/rozwarcie", i jest przecież stabilizacja prądu, ale... 5V/0,33 Ohm=15A, podczas gdy na schemacie podano 1,5A...


    Przelicz sobie jeszcze raz bo według mnie zgodnie z
    KU = VSENSE/VIN = R2/(R1+R2)
    IOUT = KU/RSENSE • VIN

    wychodzi 0.5V/0,33 Ohm=1,5A
  • Poziom 9  
    kspro napisał:

    Natomiast z punktu widzenia napięcia na RSENSE to jest jak najbardziej integrator ze stałą czasową R4C4, tu jarek_lnx ma rację.


    Panowie rzuciliście sporo światła na ciemne meandry mej wysilonej wyobraźni w materii integratora i chętnie skorzystam z sugestii aby:

    kspro napisał:

    Poszukaj noty aplikacyjnej "National Semiconductor AN-4", tam jest przykład takiej kompensacji (Fig. 15) wzmacniacza z obciążeniem pojemnościowym wraz z krótkim omówieniem, temat ten jest też poruszany w innych notach aplikacyjnych oraz kartach katalogowych


    natomiast w nawiązaniu do
    kspro napisał:
    drogę dla wyższych częstotliwości skrócono kondensatorem C4
    oraz

    kspro napisał:

    Zgodnie z opisem w AN-4 reaktancja kondensatora C4 "skraca drogę" sprzężenia zwrotnego i zmniejsza przesunięcie fazy dla dużych częstotliwości, gdzie sytuacja jest najgorsza.


    mam bardziej ogólne, być może trywialne pytanie dotyczące natury wzbudzania się wzmacniacza sterującego mosfetem. Zgodnie z

    Integrator w układzie sterowania mosfetem

    dla szeregowego układu RC przesunięcie fazowe powinno maleć wraz ze wzrostem częstotliwości a nie wzrastać. Dlaczego więc tam "sytuacja jest najgorsza" ?
    Zamierzam "przebadać" w orcadzie ten układ dla różnych wartości R oraz C oraz częstotl. tak aby doprowadzić do wzbudzenia i pewnie się jeszcze odezwę z prośbą o pomoc w wyznaczeniu fgran układu.
  • Poziom 27  
    Masz zły wzór! Skąd to wziąłeś?
    Wyprowadzę krok po kroku wzór na przesunięcie fazy ogniwa złożonego z szeregowej oporności R i pojemności C do masy, czyli tak jak dla wzmacniacza operacyjnego o jakiejś oporności wyjściowej obciążonego pojemnością.
    Impedancja kondensatora: Z = 1/jωC
    Wzmocnienie napięciowe ogniwa: K = Z/(R + Z) = 1/(R/Z + 1) = 1/(jωRC + 1)
    Dla absolutnej jasności rugujemy z mianownika liczbę zespoloną mnożąc licznik i mianownik przez wartość sprzężoną mianownika:
    K = (-jωRC + 1) / ((jωRC + 1)(-jωRC + 1)) = (1 - jωRC) / (1 + (ωRC)²)
    Cześć urojona Im{K} = -ωRC / (1 + (ωRC)²)
    Część rzeczywista Re{K} = 1 / (1 + (ωRC)²)
    No i stąd mamy, że tan(φ) = Im{K}/Re{K} = -ωRC
    φ = arctan(-ωRC) = -arctan(ωRC)

    Dla ω = 0 przesunięcie fazy φ = 0°
    Dla ω = 1/RC przesunięcie φ = -45°
    Dla ω --> ∞ przesunięcie φ --> -90°
    A więc jednak przesunięcie fazy (opóźnienie) rośnie wraz ze wzrostem częstotliwości.
    No chyba jaśniej już nie można (mam nadzieję, że nie zrobiłem pomyłki, bo to było dawno temu jak studiowałem, hehe).

    I jeszcze jedno: jak chcesz symulować "skracanie" to zastąp R3, C3, Q1 i RSENSE pojedynczym opornikiem R i pojemnością C do masy, bo to właśnie te elementy a nie wewnętrzna oporność wzmacniacza będą wprowadzać to dodatkowe opóźnienie fazy, które trzeba naprawiać kondensatorem C4. Gdyby było inaczej to C4 nie byłby potrzebny, a przecież C4 podczepiony jest już za opornością wyjściową wzmacniacza, więc to nie o nią chodzi. Jak tak zrobisz to jest szansa, że otrzymasz jakie takie sensowne wyniki, bo obawiam się, że jak działa MOSFET to nawet OrCAD może nie do końca wiedzieć, zwłaszcza że ze względu na efekt Millera istotna jest też impedancja POWER SUPPLY UNDER TEST wraz z przewodami doprowadzającymi. O ile mi wiadomo, takie symulacje najlepiej sprawdzają się dla obwodów stricte liniowych, wzmacniaczy, filtrów i tym podobnych, gdzie jest jasno określone pobudzenie. Z oscylatorami już sobie nie radzą (o czym już nieraz pisano), więc będziesz musiał po prostu analizować wykresy modułu i fazy transmitancji układu i patrzyć, czy są spełnione warunki do generacji.

    DODANE DO POSTU PONIŻEJ
    Chyba to jednak Ty zrobiłeś pomyłkę, bo wzór z PDF dotyczy impedancji szeregowego połączenia opornika i kondensatora, a nie transmitancji dzielnika złożonego z opornika i kondensatora (ogniwa filtru dolnoprzepustowego). To jest istotna różnica.
    Impedancja szeregowego połączenia: Z = R +1/jωC = R - j/ωC
    Im{Z} = -1/ωC
    Re{Z} = R
    tan(φ) = Im{Z}/Re{Z} = -1/ωRC
    No i wszystko się zgadza, znak jest pozornie inny ale to tylko dlatego, że w PDF we wzorze na stosunek u(t)/i(t) przyjęto fazę ze znakiem ujemnym sin(ωt-φ) a nie dodatnim sin(ωt+φ)
  • Poziom 9  
    kspro napisał:
    Masz zły wzór! Skąd to wziąłeś?.

    http://www.ppef.amu.edu.pl/docs/materialyDYDAKTYCZNE/E202.pdf (wzór 24)
    a to nie jedyny babol bo niżej pomylili Uc z Ul w układzie RC
    ech ten internet....
    wstyd mi za siebie i nauczka na przyszłość aby sprawdzać w więcej niż jednym źródle...
    A to generalnie sporo wyjaśnia. Dzięki za wyczerpujące info.