W aplikacjach takich jak inteligentne liczniki zużycia energii elektrycznej czy kontrolery silników elektrycznych, systemy zasilania muszą przetwarzać wysokie, zmienne napięcie wejściowe do niskiego napięcia DC, umożliwiającego zasilanie mikrokontrolerów czy modułów IGBT. Na przykład napięcie trójfazowe, bardzo często spotykane w sieci energetycznej to 440 VAC lub 480 VAC i bardzo często inteligentne mierniki prądu muszą pracować w takich warunkach, podobnie jak kontrolery silników elektrycznych, zasilanych takim napięciem, chociaż w przypadku tego rodzaju aplikacji napięcie zasilające system może być jeszcze wyższe.
Niezwykle interesującym tematem, zwłaszcza jeśli chce się minimalizować koszty systemu zasilania, jest przetwarzanie tak wysokich napięć na napięcia stałe typu 12 V, 5 V czy 3,3 V. Te napięcia to bardzo szeroko rozpowszechnione standardowe napięcia zasilające układy elektroniczne. Większość układów scalonych i zintegrowanych przetwornic step-down, wyposażonych w wejścia napięcia zmiennego dedykowane jest do pracy z napięciem wejściowym na poziomie od 85 VAC do 264 VAC. W poniższym artykule przyjrzymy się jak dobrać topologię układu oraz jego elementy, aby zaprojektować przetwornicę która bezproblemowo funkcjonuje z tak wysokim napięciem wejściowym, stabilizując niskie napięcie stałe, zasilające pracujące w sieci systemy kontrolno-pomiarowe.
W aplikacjach, które nie wymagają izolacji galwanicznej pomiędzy stroną pierwotną a wtórną systemu zasilania (jak np. inteligentne mierniki energii elektrycznej) konwertery typu buck są najprostszym i najlepszym rozwiązaniem, głównie właśnie z uwagi na swoją prostotę. Na rysunku 1 pokazano przykładowy, uproszczony projekt takiego układu z napięciem wejściowym w zakresie od 85 V do 318 V, napięciem wyjściowym 15 V i wydajności prądowej 1 A. Projekt ten wykorzystuje architekturę buck z przełącznikiem po stronie wysokiej zasilania, pracujący w trybie nieciągłego przewodzenia prądu (DCM). Podczas projektowania tego rodzaju zasilacza zaadresować trzeba dwa problemy:
* Efekt swobodnego zaniku przewodnictwa w kierunku zaporowym (po zmianie polaryzacji diody, przez jakiś czas przepuszcza ona prąd w kierunku zaporowym - do momentu, gdy polaryzacja w tym kierunku nie zmniejszy gęstości nośników w złączu).
* Ograniczenie co do minimalnego czasu załączenia kontrolera.
Rysunek 1. Przykładowa, nieizolowana przetwornica AC/DC.
Pamiętać należy, że straty przy przełączaniu powodowane przez prąd zaporowy płynący przez diodę stają się tym większe, im większe jest napięcie wejściowe. Straty przy przełączaniu mogą być dominującym mechanizmem rozpraszania ciepła - strat - w porównaniu do strat na kluczu MOSFET. Szczególnie, jeżeli układ ma pracować w trybie ciągłego przewodzenia (CCM). Oznacza to, że jeśli projektowana przetwornica AC/DC bez izolacji ma pracować w trybie CCM, konieczne może być wykorzystanie diod z węgliku krzemu (SiC), które charakteryzują się mniejszymi stratami spowodowanymi przełączaniem na diodzie w przetwornicy. Na przykład przetwornica z oferty Texas Instruments, pracująca z napięciem 85 VAC - 318 VAC na wejściu i 15 VDC na wyjściu z wydajnością prądową 0,8 A powinna pracować z diodami SiC, jeśli wykorzystywana ma być jako układ buck pracujący w trybie CCM.
Co więcej, przy przetwornicy buck, procent wypełnienia impulsów, dla niewielkich napięć wyjściowych, jest bardzo mały. Na przykład dla napięcia wejściowego 440 VAC i napięcia wyjściowego 15 VDC stopień wypełnienia impulsów w przetwornicy buck pracującej w trybie DCM wynosi mniej niż 2%. Z tak niewielkim napięciem wyjściowym i wypełnieniem impulsów, przy pracy z wysoką częstotliwością przełączania, zbliżyć się można do ograniczeń minimalnego czasu, na jaki załączać się musi kontroler. Na przykład kontroler UCC28911 wymaga załączania na co najmniej 420 ns. Oznacza to, że dla wymienionych powyżej napięć, dających 2% wypełnienie impulsów, częstotliwość przełączania klucza przetwornicy nie może być większa niż 45 kHz.
W układach wysokonapięciowych przetwornic step-down, które wymagają izolacji galwanicznej najlepiej sprawdzają się przetwornice w topologii flyback. Taki zasilacz zapewni niską liczbę elementów w układzie, a jednocześnie szeroki zakres napięć wejściowych. Niski koszt czyni z izolowanych przetwornic flyback idealny wybór do układów z wysokim napięciem wejściowym. Jednakże przetwornice tego rodzaju wymagają, aby przełącznik wejściowy charakteryzował się maksymalnym napięciem pracy -większym niż napięcie wejściowe do układu, co może istotnie zwiększyć koszty realizacji układu. Na przykład przetwornica z wejściem zaprojektowanym do pracy z napięciem do 800 VDC musi posiadać stopień wejściowy zbudowany w oparciu o elementy dedykowane do pracy z napięciem co najmniej 1200 V. Tranzystory MOSFET na tak wysokie napięcie są bardzo drogie, a wykorzystanie innych - na przykład opartych o węglik krzemu - jest równie drogie.
Jeśli moc wyjściowa przetwornicy jest niezbyt wysoka, można wykorzystać tranzystory bipolarne (BJT), dedykowane do pracy z wysokim napięciem wejściowym, jako stopniem wejściowym przetwornicy flyback. Istotną rzeczą, o jakiej trzeba pamiętać, jest fakt, że tranzystory BJT na wysokie napięcie charakteryzują się niskim wzmocnieniem stałoprądowym, co oznacza że trzeba upewnić się, że maksymalny prąd wejściowy w projekcie jest osiągalny przy ograniczonym wzmocnieniu prądowym DC dla tranzystorów BJT.
Jeśli moc wyjściowa przetwornicy jest wysoka (większa od 30 W) warto rozważyć wykorzystanie MOSFETów opartych o SiC. Tego rodzaju elementy wykorzystano chociażby w tym projekcie. Jeśli chcemy zwiększyć wydajność konwertera, wykorzystać można układ kaskodowy tranzystorów MOSFET (pokazany na rysunku 2). Pozwala to zwiększyć wydajność konwersji w układzie, jednocześnie zachowując niski koszt systemu.
Rysunek 2. Przetwornica flyback z tranzystorami MOSFET w układzie kaskodowym.
Układ wykorzystujący tranzystor MOSFET w układzie kaskody jest idealną alternatywą do zastosowania w niedrogich systemach zasilania z dużym napięciem wejściowym. Idealnie nadają się do aplikacji takich jak inteligentne mierniki zużycia prądu elektrycznego. Aby móc poprawnie projektować takie systemy, należy zrozumieć jak działa układ kaskodowy. Na rysunku 3 pokazano model z tranzystorem MOSFET zamodelowanym jako przełącznik połączony równolegle z diodą i kondensatorem. Nie uwzględnia to wszystkich aspektów działania tranzystora, koniecznie uwzględnić w projekcie trzeba jeszcze pojemność pomiędzy bramką a źródłem Cg.
Poniżej opisano układ kaskodowy w dwóch trybach pracy. Układ może pracować z napięciem wejściowym Vin mniejszym od napięcia Zenera pokazanej w układzie diody (Vin < VZc) oraz z napięciem Vin ≧ VZc.
Rysunek 3. Konwerter o topologii flyback z MOSFETem w konfiguracji kaskody.
Gdy układ załącza się, kondensator CC naładowany zostanie do napięcia Vin przez opornik R1. Gdy napięcie polaryzacji kontrolera przetwornicy przekroczy graniczne napięcia (UVLO), przełącznik S1 zostaje załączony w układzie. Jak pokazano na rysunku 4 gdy przełącznik S1 zostaje załączony energia zgromadzona w kondensatorze CC zostaje transferowana do Cg i prowadzi do zwiększenia napięcia na pojemności Cg. Aby załączyć przełącznik S2, napięcie Z2 ustawione musi być jako wyższe niż próg napięcia bramka-źródło górnego tranzystora MOSFET (Vgs(th)). Istotne jest, aby w pojemności Cg zgromadzone było dostatecznie dużo energii, aby utrzymać górny MOSFET w stanie przewodzenia nawet po odłączeniu dolnego tranzystora. Oznacza to, że pojemność CC nie może być za mała, a pojemność pasożytnicza diody ZC może nie być dostatecznie duża i konieczne będzie dołączenie dodatkowej pojemności rówbolegle z tym elementem.
Rysunek 4. Stan przejściowy załączania tranzystora MOSFET.
Gdy dolny MOSFET przechodzi w stan zaporowy (rysunek 5) prąd z transformatora dosyć szybko ładuje C1. Pojemność Cg zostaje rozładowana i energia spływa ponownie do kondensatora CC. Gdy Cg rozładuje się do poziomu poniżej napięcia Vgs(th) tranzystor S2 zostanie wyłączony, a kondensator C2 ponownie naładowany.
Rysunek 5. Stan przejściowy przy wyłączaniu tranzystora MOSFET (Vin < VZc).
Kierunku przepływu prądu przez dolny MOSFET podczas załączania tego tranzystora są takie same jak w sytuacji z mniejszym napięciem wejściowym. Podczas rozłączania dolnego MOSFETa w stanie przejściowym prąd transformatora ładuje pojemność Cg i płynie dalej, poprzez CC i ZC, jak pokazano na rysunku 6. W tej sytuacji pojemność ZC pracuje jako snubber i tłumi napięcie na dolnym tranzystorze MOSFET do poziomu VZc + VF_Z2, gdzie VF_Z2 to spadek napięcia w kierunku przewodzenia na diodzie Zenera Z2.
Rysunek 6. Stan przejściowy podczas rozłączania tranzystora MOSFET (Vin ≧ VZc).
Im większe opóźnienie rozłączenia S2 po rozłączeniu S1 tym większy prąd płynąć będzie przez przełącznik S2 do ZC. Może to prowadzić do problemów z temperaturą elementu ZC. Rysunek 7 pokazuje stan przejściowy podczas wyłączania przełączników. Jak widać S2 zaczyna się rozłączać po tym jak jak S1 jest już pełni wyłączony. W sytuacji przedstawionej na ilustracji S2 jest nadal załączony gdy S1 jest już wyłączony. W takiej sytuacji prąd płynie przez ZC, powodując granie się tej diody.
Rysunek 5. Przebiegi podczas wyłączania MOSFETa z długą stałą czasową (Vin ≧ VZc).
Jeśli opóźnienie wyłączania pomiędzy tranzystorami S1 i S2 może zostać zminimalizowane dobierając szybszego MOSFETa (jak na przykład pokazano na rysunku 8) prąd płynący przez diodę ZC może zostać ograniczony, co oznacza, że zmniejsza się grzanie elementu ZC przez płynący przezeń prąd (gdyż zmniejsza się wartości prądu).
Rysunek 8. Przebiegu podczas stanu przejściowego związanego z wyłączaniem dolnego tranzystora MOSFET w układzie, gdzie zmniejszono opóźnienie wyłączania tego elementu (Vin ≧ VZc).
Wiele elementów uwzględnić trzeba, podczas projektowania przetwornic wykorzystujących MOSFET w układzie kaskodowym, ale opanowanie kluczowych parametrów układu pozwala na stworzenie tanich alternatyw dla przetwornic z wysokim napięciem wejściowym.
Źródła:
https://e2e.ti.com/blogs_/b/powerhouse/archive/2015/10/07/power-tips-power-converter-topology-component-high-input-voltage-applications
http://e2e.ti.com/blogs_/b/powerhouse/archive/2015/11/03/design-considerations-of-high-voltage-converters-in-a-cascode-mosfet?HQS=hpa_pwrhouseMOSFET_151115&DCMP=mytinwsltr_11_14_2015&sp_rid_pod3=LTI3NjA2MDY4NDMS1&sp_mid_pod3=4968551
Niezwykle interesującym tematem, zwłaszcza jeśli chce się minimalizować koszty systemu zasilania, jest przetwarzanie tak wysokich napięć na napięcia stałe typu 12 V, 5 V czy 3,3 V. Te napięcia to bardzo szeroko rozpowszechnione standardowe napięcia zasilające układy elektroniczne. Większość układów scalonych i zintegrowanych przetwornic step-down, wyposażonych w wejścia napięcia zmiennego dedykowane jest do pracy z napięciem wejściowym na poziomie od 85 VAC do 264 VAC. W poniższym artykule przyjrzymy się jak dobrać topologię układu oraz jego elementy, aby zaprojektować przetwornicę która bezproblemowo funkcjonuje z tak wysokim napięciem wejściowym, stabilizując niskie napięcie stałe, zasilające pracujące w sieci systemy kontrolno-pomiarowe.
W aplikacjach, które nie wymagają izolacji galwanicznej pomiędzy stroną pierwotną a wtórną systemu zasilania (jak np. inteligentne mierniki energii elektrycznej) konwertery typu buck są najprostszym i najlepszym rozwiązaniem, głównie właśnie z uwagi na swoją prostotę. Na rysunku 1 pokazano przykładowy, uproszczony projekt takiego układu z napięciem wejściowym w zakresie od 85 V do 318 V, napięciem wyjściowym 15 V i wydajności prądowej 1 A. Projekt ten wykorzystuje architekturę buck z przełącznikiem po stronie wysokiej zasilania, pracujący w trybie nieciągłego przewodzenia prądu (DCM). Podczas projektowania tego rodzaju zasilacza zaadresować trzeba dwa problemy:
* Efekt swobodnego zaniku przewodnictwa w kierunku zaporowym (po zmianie polaryzacji diody, przez jakiś czas przepuszcza ona prąd w kierunku zaporowym - do momentu, gdy polaryzacja w tym kierunku nie zmniejszy gęstości nośników w złączu).
* Ograniczenie co do minimalnego czasu załączenia kontrolera.
Rysunek 1. Przykładowa, nieizolowana przetwornica AC/DC.
Pamiętać należy, że straty przy przełączaniu powodowane przez prąd zaporowy płynący przez diodę stają się tym większe, im większe jest napięcie wejściowe. Straty przy przełączaniu mogą być dominującym mechanizmem rozpraszania ciepła - strat - w porównaniu do strat na kluczu MOSFET. Szczególnie, jeżeli układ ma pracować w trybie ciągłego przewodzenia (CCM). Oznacza to, że jeśli projektowana przetwornica AC/DC bez izolacji ma pracować w trybie CCM, konieczne może być wykorzystanie diod z węgliku krzemu (SiC), które charakteryzują się mniejszymi stratami spowodowanymi przełączaniem na diodzie w przetwornicy. Na przykład przetwornica z oferty Texas Instruments, pracująca z napięciem 85 VAC - 318 VAC na wejściu i 15 VDC na wyjściu z wydajnością prądową 0,8 A powinna pracować z diodami SiC, jeśli wykorzystywana ma być jako układ buck pracujący w trybie CCM.
Co więcej, przy przetwornicy buck, procent wypełnienia impulsów, dla niewielkich napięć wyjściowych, jest bardzo mały. Na przykład dla napięcia wejściowego 440 VAC i napięcia wyjściowego 15 VDC stopień wypełnienia impulsów w przetwornicy buck pracującej w trybie DCM wynosi mniej niż 2%. Z tak niewielkim napięciem wyjściowym i wypełnieniem impulsów, przy pracy z wysoką częstotliwością przełączania, zbliżyć się można do ograniczeń minimalnego czasu, na jaki załączać się musi kontroler. Na przykład kontroler UCC28911 wymaga załączania na co najmniej 420 ns. Oznacza to, że dla wymienionych powyżej napięć, dających 2% wypełnienie impulsów, częstotliwość przełączania klucza przetwornicy nie może być większa niż 45 kHz.
W układach wysokonapięciowych przetwornic step-down, które wymagają izolacji galwanicznej najlepiej sprawdzają się przetwornice w topologii flyback. Taki zasilacz zapewni niską liczbę elementów w układzie, a jednocześnie szeroki zakres napięć wejściowych. Niski koszt czyni z izolowanych przetwornic flyback idealny wybór do układów z wysokim napięciem wejściowym. Jednakże przetwornice tego rodzaju wymagają, aby przełącznik wejściowy charakteryzował się maksymalnym napięciem pracy -większym niż napięcie wejściowe do układu, co może istotnie zwiększyć koszty realizacji układu. Na przykład przetwornica z wejściem zaprojektowanym do pracy z napięciem do 800 VDC musi posiadać stopień wejściowy zbudowany w oparciu o elementy dedykowane do pracy z napięciem co najmniej 1200 V. Tranzystory MOSFET na tak wysokie napięcie są bardzo drogie, a wykorzystanie innych - na przykład opartych o węglik krzemu - jest równie drogie.
Jeśli moc wyjściowa przetwornicy jest niezbyt wysoka, można wykorzystać tranzystory bipolarne (BJT), dedykowane do pracy z wysokim napięciem wejściowym, jako stopniem wejściowym przetwornicy flyback. Istotną rzeczą, o jakiej trzeba pamiętać, jest fakt, że tranzystory BJT na wysokie napięcie charakteryzują się niskim wzmocnieniem stałoprądowym, co oznacza że trzeba upewnić się, że maksymalny prąd wejściowy w projekcie jest osiągalny przy ograniczonym wzmocnieniu prądowym DC dla tranzystorów BJT.
Jeśli moc wyjściowa przetwornicy jest wysoka (większa od 30 W) warto rozważyć wykorzystanie MOSFETów opartych o SiC. Tego rodzaju elementy wykorzystano chociażby w tym projekcie. Jeśli chcemy zwiększyć wydajność konwertera, wykorzystać można układ kaskodowy tranzystorów MOSFET (pokazany na rysunku 2). Pozwala to zwiększyć wydajność konwersji w układzie, jednocześnie zachowując niski koszt systemu.
Rysunek 2. Przetwornica flyback z tranzystorami MOSFET w układzie kaskodowym.
Układ wykorzystujący tranzystor MOSFET w układzie kaskody jest idealną alternatywą do zastosowania w niedrogich systemach zasilania z dużym napięciem wejściowym. Idealnie nadają się do aplikacji takich jak inteligentne mierniki zużycia prądu elektrycznego. Aby móc poprawnie projektować takie systemy, należy zrozumieć jak działa układ kaskodowy. Na rysunku 3 pokazano model z tranzystorem MOSFET zamodelowanym jako przełącznik połączony równolegle z diodą i kondensatorem. Nie uwzględnia to wszystkich aspektów działania tranzystora, koniecznie uwzględnić w projekcie trzeba jeszcze pojemność pomiędzy bramką a źródłem Cg.
Poniżej opisano układ kaskodowy w dwóch trybach pracy. Układ może pracować z napięciem wejściowym Vin mniejszym od napięcia Zenera pokazanej w układzie diody (Vin < VZc) oraz z napięciem Vin ≧ VZc.
Rysunek 3. Konwerter o topologii flyback z MOSFETem w konfiguracji kaskody.
Vin < VZc
Gdy układ załącza się, kondensator CC naładowany zostanie do napięcia Vin przez opornik R1. Gdy napięcie polaryzacji kontrolera przetwornicy przekroczy graniczne napięcia (UVLO), przełącznik S1 zostaje załączony w układzie. Jak pokazano na rysunku 4 gdy przełącznik S1 zostaje załączony energia zgromadzona w kondensatorze CC zostaje transferowana do Cg i prowadzi do zwiększenia napięcia na pojemności Cg. Aby załączyć przełącznik S2, napięcie Z2 ustawione musi być jako wyższe niż próg napięcia bramka-źródło górnego tranzystora MOSFET (Vgs(th)). Istotne jest, aby w pojemności Cg zgromadzone było dostatecznie dużo energii, aby utrzymać górny MOSFET w stanie przewodzenia nawet po odłączeniu dolnego tranzystora. Oznacza to, że pojemność CC nie może być za mała, a pojemność pasożytnicza diody ZC może nie być dostatecznie duża i konieczne będzie dołączenie dodatkowej pojemności rówbolegle z tym elementem.
Rysunek 4. Stan przejściowy załączania tranzystora MOSFET.
Gdy dolny MOSFET przechodzi w stan zaporowy (rysunek 5) prąd z transformatora dosyć szybko ładuje C1. Pojemność Cg zostaje rozładowana i energia spływa ponownie do kondensatora CC. Gdy Cg rozładuje się do poziomu poniżej napięcia Vgs(th) tranzystor S2 zostanie wyłączony, a kondensator C2 ponownie naładowany.
Rysunek 5. Stan przejściowy przy wyłączaniu tranzystora MOSFET (Vin < VZc).
Vin ≥ VZc
Kierunku przepływu prądu przez dolny MOSFET podczas załączania tego tranzystora są takie same jak w sytuacji z mniejszym napięciem wejściowym. Podczas rozłączania dolnego MOSFETa w stanie przejściowym prąd transformatora ładuje pojemność Cg i płynie dalej, poprzez CC i ZC, jak pokazano na rysunku 6. W tej sytuacji pojemność ZC pracuje jako snubber i tłumi napięcie na dolnym tranzystorze MOSFET do poziomu VZc + VF_Z2, gdzie VF_Z2 to spadek napięcia w kierunku przewodzenia na diodzie Zenera Z2.
Rysunek 6. Stan przejściowy podczas rozłączania tranzystora MOSFET (Vin ≧ VZc).
Im większe opóźnienie rozłączenia S2 po rozłączeniu S1 tym większy prąd płynąć będzie przez przełącznik S2 do ZC. Może to prowadzić do problemów z temperaturą elementu ZC. Rysunek 7 pokazuje stan przejściowy podczas wyłączania przełączników. Jak widać S2 zaczyna się rozłączać po tym jak jak S1 jest już pełni wyłączony. W sytuacji przedstawionej na ilustracji S2 jest nadal załączony gdy S1 jest już wyłączony. W takiej sytuacji prąd płynie przez ZC, powodując granie się tej diody.
Rysunek 5. Przebiegi podczas wyłączania MOSFETa z długą stałą czasową (Vin ≧ VZc).
Jeśli opóźnienie wyłączania pomiędzy tranzystorami S1 i S2 może zostać zminimalizowane dobierając szybszego MOSFETa (jak na przykład pokazano na rysunku 8) prąd płynący przez diodę ZC może zostać ograniczony, co oznacza, że zmniejsza się grzanie elementu ZC przez płynący przezeń prąd (gdyż zmniejsza się wartości prądu).
Rysunek 8. Przebiegu podczas stanu przejściowego związanego z wyłączaniem dolnego tranzystora MOSFET w układzie, gdzie zmniejszono opóźnienie wyłączania tego elementu (Vin ≧ VZc).
Wiele elementów uwzględnić trzeba, podczas projektowania przetwornic wykorzystujących MOSFET w układzie kaskodowym, ale opanowanie kluczowych parametrów układu pozwala na stworzenie tanich alternatyw dla przetwornic z wysokim napięciem wejściowym.
Źródła:
https://e2e.ti.com/blogs_/b/powerhouse/archive/2015/10/07/power-tips-power-converter-topology-component-high-input-voltage-applications
http://e2e.ti.com/blogs_/b/powerhouse/archive/2015/11/03/design-considerations-of-high-voltage-converters-in-a-cascode-mosfet?HQS=hpa_pwrhouseMOSFET_151115&DCMP=mytinwsltr_11_14_2015&sp_rid_pod3=LTI3NjA2MDY4NDMS1&sp_mid_pod3=4968551
Cool? Ranking DIY
