Wtórnik emiterowy- obliczenia

Witam wszystkich

Chciałbym zbudować wtórnik emiterowy do, którego zamierzam podłączyć głośnik 3.2 ohm i 3 W. Ze względu na małą rezystancję głośnika postanowiłem oprzeć całość na tranzystorze w układzie darlingtona. Na podstawie kilku źródeł udało mi się wstępnie zaprojektować poszczególne elementy układu. W trakcie rozważań nad tym układem pojawiło się kilka pytań, na które odpowiedzi mam nadzieję uzyskać tutaj na forum. Najpierw zamieszczę obliczenia i schemat w tym miejscu proszę o ich analizę i ewentualne korekty. Na końcu zamieszczę pytania odnośnie układu.



fin=20Hz;
Ucc=12V;
IE2=200mA;
UE2=6V;
beta1=beta2=100;
beta=beta1*beta2=10000;


Re=UE2/IE2=30ohm;
UB1=UE2+1.2=7.2V;
UR2=UB1;
UR1=Ucc-UR2=4.8V;
R2/R1=7.4/4.8=1.5;
Re||RL=2.89ohm;
R1||R2=0.1*beta*Re||RL=2892ohm;
R1*R2/(R1+R2)=2892;
(1.5R1^2)/(2.5R1)=2892;
R1=4820;
R2=7230;
Rwe=R1||R2||(beta*RE||RL)=2629ohm;
Cwe=0.16/2629*20=3.04*10^(-6)F;
Cwy=0.16/RL*20=0.0025F;
W celu zmniejszenia tłumienia należy zwiększyć wartości wyliczonych pojemności.

Teraz kilka pytań:

1. Czy w ogóle dla takich małych obciążeń stosuje się takie układy?
2. Czy przy projektowaniu takiego wtórnika oba tranzystory można potraktować jako jeden tylko z większym wzmocnieniem i spadkiem UBE?
3. Czy rezystancja Re może być większa od RL? Jaki to ma wpływ na działanie układu?
4. Czy uwzględnia się rezystancję RL przy obliczaniu rezystancji wejściowej?
5. Skąd wiadomo, że wzór na Rwe to Rwe=R1||R2||(beta*RE||RL) i jak do tego dojść ?
6. Jak wyznaczyć wartość wzmocnienia obu tranzystorów i czy musi to być dokładna wartość? Z charakterystyk tranzystora w PDF dokładnie się tego nie da zrobić. Założyłem 100 bo tyle ma na pewno.

Pozdrawiam

Niestety, idziesz w złą stronę. Liczysz układ stałoprądowo, ale w momencie, kiedy układ zaczyna być "napędzany" źródłem wejściowym, tranzystor musi wydać większy prąd niż to wynika z napięcia zasilania i rezystancji w emiterze. Musi jeszcze starczyć prądu emiterowego na wydzielenie mocy w głośniku. Tu nie trzeba robić żadnych modeli małosygnałowych, wystarczy zastanowić się, co będzie, gdy tranzystor będzie ciągnąć napięcie emiterowe w górę do 12 V zasilania. Przez głośnik miałby wtedy w szczycie przepłynąć prąd chwilowy 12 V/3,2 oma = 3,75 A. Dolicz jeszcze do tego prąd opornika emiterowego 0,4 A.

Wiadomo, że tranzystor reprezentuje jakaś rezystancja C-E i jakieś napięcie nasycenia, nie dojdziesz do pełnego napięcia zasilania, ale uproszczenie pokazuje, co się tutaj miałoby dziać.

OK, zakładasz amplitudę źródła tylko 1,5 V, ale to i tak ewidentnie za dużo na tranzystor typu 2N2222.

Rozpisałeś spory kawał teorii w postaci wzorów, ale nie zapominaj, co na poziomie fizycznym się tutaj dzieje.

Zwróć uwagę, że robisz układ, w którym będziesz mieć potężne straty w oporniku emiterowym. Toby może miało sens, gdybyś w emiterze umieszczał żarówkę, ale charakter pracy głośnika jest zupełnie inny, on działa na składowej zmiennej, a zużywasz taką dużą moc na "jałową" polaryzację układu.

Co zatem można zrobić? Jesteś w pół drogi - zrobiłeś tak naprawdę wtórnik dla dodatniej połówki sinusa. Wyrzuć opornik emiterowy i zastąp go tranzystorem/układem darlingtona komplementarnym (PNP). Będziesz mieć wtedy wtórnik dla ujemnej połówki.

Jak poczytasz literaturę, to zobaczysz, że taki najprostszy i dość zniekształcający układ powstanie przez połączenie bazy z bazą, emitera z emiterem, a kolektorów z odpowiednimi biegunami zasilania. Trzeba to jeszcze trochę zlinearyzować. Zamiast zwarcia baz dajesz dwie diody połączone szeregowo (anoda wyżej, katoda niżej). Od plusa do bazy tranzystora NPN dajesz opornik polaryzujący. A od bazy PNP w stronę masy łączysz tranzystor NPN - jego kolektor z bazą tranzystora PNP, a emiter z masą. Musisz mu tylko spolaryzować bazę i odciąć składową stałą bazy od źródła wejściowego pojemnością.

I powstał nam w ten sposób najprostszy układ wzmacniacza mocy audio!

Specjalnie piszę to w postaci takiego opowiadania, żebyś trochę zaprzągł wyobraźnię, a trochę porysował sam na kartce. Jak zrozumiesz ogólną zasadę działania, możesz to przesymulować - dobrać punkty pracy, żeby w punkcie połączenia emiterów była połowa napięcia zasilania. A potem baw się analizą małosygnałową i symulacją w dziedzinie czasu.

Znajdziesz w literaturze również podobny co do zasady sposób zwiększenia wydajności prądowej wzmacniacza operacyjnego.

Uwaga: jeżeli we wtórnikach będą układy Darlingtona, to diody muszą być oczywiście cztery.

Cześć dzięki za zainteresowanie. Czy opisywany układ to wzmacniacz z parą komplementarną? Czy tranzystory NPN i PNP powinny mieć podobne parametry?

Oczywiście, są nawet dobierane i sprzedawane tzw. pary komplementarne pod względem zgodności parametrów. W końcu dla każda z połówek układu musi być lustrzanym odbiciem drugiej. Przecież nie możesz mieć innego wzmocnienia dla każdej połówki sinusa, to by wprowadzało zniekształcenia nieliniowe!

Z tzw. klasyki - para BC211/BC313, BD135/BD136, BC107/BC177 itd. A tych nowomodnych to nawet nie pamiętam...

I jeszcze na szybko odpowiedzi na niektóre pytania.

adam19_91 wrote:

2. Czy przy projektowaniu takiego wtórnika oba tranzystory można potraktować jako jeden tylko z większym wzmocnieniem i spadkiem UBE?

To zależy, w którym momencie. Przy obliczaniu prądów i mocy strat musisz realnie zobaczyć, co się będzie dziać w każdym z tranzystorów. Przy analizie małosygnałowej możesz próbować "zwinąć" model, który i tak ma trzy końcówki z punktu widzenia reszty układu. Przy okazji - taki układ Darlingtona z dwoma identycznymi tranzystorami nie ma sensu. Ten wyjściowy będzie wydawał większy prąd, więc w oczywisty sposób musi być tranzystorem większej mocy.

adam19_91 wrote:

4. Czy uwzględnia się rezystancję RL przy obliczaniu rezystancji wejściowej?

Tak, to będzie jakoś się manifestować, chociaż duża beta działa jako "transformator impedancji" - masz to we wzorze poniżej. Ale mała RL ciągnie Rwe w dół.

adam19_91 wrote:

5. Skąd wiadomo, że wzór na Rwe to Rwe=R1||R2||(beta*RE||RL) i jak do tego dojść?

Pełne wyprowadzenie na pewno znajdziesz w podręcznikach akademickich... To jest i tak model bardzo uproszczony, bo z parametrów tranzystora uwzględnia tylko parametr beta (inaczej hFE, h21E), a co np. z rezystancją wejściową tranzystora?

adam19_91 wrote:

6. Jak wyznaczyć wartość wzmocnienia obu tranzystorów i czy musi to być dokładna wartość? Z charakterystyk tranzystora w PDF dokładnie się tego nie da zrobić. Założyłem 100 bo tyle ma na pewno.

Projektant posługuje się realnie dostępnymi elementami z katalogu. Nie masz możliwości zamówić w fabryce wykonania tranzystora o hFE = 231,7. Po prostu musisz coś założyć, a później resztę wyliczyć, żeby spełniała jakieś wymagania (np. napięcie w punkcie połączenia emiterów wynoszące połowę napięcia zasilania). A ponieważ elementy mają tolerancję, w grę wchodzi cała działka pt. "analiza wrażliwościowa".

Quote:

1. Czy w ogóle dla takich małych obciążeń stosuje się takie układy?

W internecie mozesz spotkać wzmacniacze klasy A pracujące w taki sposób, ale ta odmiana wzmacniacza klasy A ma najniższą sprawność, przy optymalnym doborze elementów ok 8% co oznacza że dla uzyskania 3W na wyjściu musiał byś pobrać z zasilania conajmniej 37W.
Wzmacniacz klasy A ma jescze dwie odmiany, ze źródłem prądowym zamiast R3 (sprawność do 25%) oraz push-pull (sprawność do 50%)
Kolega powyżej od razu proponuje parę komplementarną przy której można pracować w klasie B (AB) gdzie teoretyczna sprawność moze dojść do 78,5%

Quote:

3. Czy rezystancja Re może być większa od RL? Jaki to ma wpływ na działanie układu?

Duża wartość Re ogranicza wydajność prądową dla prądu wpływającego do wzmacniacza i w efekcie moc wyjściową.

Quote:

4. Czy uwzględnia się rezystancję RL przy obliczaniu rezystancji wejściowej?

Dla składowej zmiennej tak.

Quote:

5. Skąd wiadomo, że wzór na Rwe to Rwe=R1||R2||(beta*RE||RL) i jak do tego dojść ?

To jest rezystancja wejściowa dzielnika (dla składowej zmiennej rezystory są równolegle) oraz rezystancja wejściowa tranzystora - skoro wtórnik ma wzmocnienie napięciowe 1, a prądowe beta, to rezystancje transformuje ze współczynnikiem beta.

Quote:

6. Jak wyznaczyć wartość wzmocnienia obu tranzystorów i czy musi to być dokładna wartość? Z charakterystyk tranzystora w PDF dokładnie się tego nie da zrobić. Założyłem 100 bo tyle ma na pewno.

Poprawnie zaprojektowany układ powinien być niewrażliwy na rozrzut bety tranzystorów.

Po przespaniu się i przeczytaniu wpisu kolegi jarek_lnx:

Nie jestem elektronikiem-audiofilem, więc nie mam w głowie dokładnych teoretycznych sprawności poszczególnych wariantów wzmacniaczy m.cz., ale dane przedstawione przez kolegę jarek_lnx pokazują, że mój instynktowny komentarz dot. strat ma uzasadnienie. W tym wątku znajdziesz rozważania i dyskusje nt. właściwości klas wzmacniaczy - ze szczególnym uwzględnieniem tego, czy w danej klasie jest on bardziej wzmacniaczem, czy grzejnikiem.

2N3866 wrote:

adam19_91 wrote:

4. Czy uwzględnia się rezystancję RL przy obliczaniu rezystancji wejściowej?

Tak, to będzie jakoś się manifestować, chociaż duża beta działa jako "transformator impedancji" - masz to we wzorze poniżej. Ale mała RL ciągnie Rwe w dół.

Patrząc z "inżynierskiego lotu ptaka" - masz równoległe połączenie następujących oporów: 4820 Ω, 7230 Ω oraz niecałe 3 Ω (jakieś ~2,8 Ω) transformowane przez 100×100 (układ Darlingtona), czyli ~30 kΩ. Te 30 kΩ da się już zauważyć w bilansie rezystancji widzianej z wejścia. Gdyby nie układ Darlingtona, toby na rezystancję wejściową dominujący wpływ miał głośnik!

2N3866 wrote:

adam19_91 wrote:

5. Skąd wiadomo, że wzór na Rwe to Rwe=R1||R2||(beta*RE||RL) i jak do tego dojść?

Pełne wyprowadzenie na pewno znajdziesz w podręcznikach akademickich... To jest i tak model bardzo uproszczony, bo z parametrów tranzystora uwzględnia tylko parametr beta (inaczej hFE, h21E), a co np. z rezystancją wejściową tranzystora?

Tak naprawdę to nie jest żadna akademicka czarna magia, tylko zastosowanie podstawowych matematycznych modeli znanych z elektrotechniki:
- rozwiązanie układu za pomocą którejś z metod, np. węzłowej,
- układ modelujesz małosygnałowo, co oznacza, że:
zwierasz wszystkie źródła napięcia,
rozwierasz wszystkie źródła prądowe,
indukcyjności/pojemności zastępujesz impedancjami zależnymi od częstotliwości (ale w kolejnym uproszczeniu pojemności służące do odcięcia składowej stałej zastąpiliśmy zwarciem dla interesującego nas pasma przenoszenia),
nieliniowy tranzystor zastępujesz liniowym modelem: rezystancją B-E oraz źródłem prądowym C-E sterowanym z współczynnikiem beta przez prąd przepływający przez "rezystor" B-E,
jedynym wymuszeniem istniejącym teraz w obwodzie jest źródło V2 (generator wejściowy).
Po tych zabiegach widzisz, dlaczego rezystory dzielnika polaryzującego bazę stały się równoległe, trochę więcej analizy wymaga wymyślenie, dlaczego rezystor emiterowy równolegle z obciążeniem widać w punkcie bazy jako beta-krotnie większy. Ale to można też po prostu wyliczyć . Tak dokładnie to z emitera wypłynie (beta+1)×prąd rezystora B-E (czyli transformujesz rezystancję razy beta+1), ale przy dużych betach i w układzie Darlingtona to naprawdę nie ma znaczenia.

Rezystancja B-E, to nie jest prawdziwa rezystancja, tylko rezystancja różniczkowa, nachylenie charakterystyki U/I w danym punkcie pracy. Podobnie beta nie jest stała. Dlatego każdy program klasy SPICE w pierwszym kroku ZAWSZE obliczy stałoprądowe warunki panujące w układzie, żeby określić parametry małosygnałowe liniowych modeli elementów nieliniowych. Dopiero potem przejdzie do analizy małosygnałowej.

I tu dotykamy kolosalnego problemu: analiza małosygnałowa (jak sama nazwa wskazuje) zakłada, że w układzie występują tak małe zmiany napięć i prądów, że nie dochodzi do przesunięć punktów pracy! Bo wtedy musielibyśmy na bieżąco korygować rezystancje różniczkowe, bety itd. Czyli tak naprawdę zaczęlibyśmy modelować zachowanie układu w dziedzinie czasu. W układach wzmacniaczy mocy staje się to konieczne.

Rezystancja wejściowa wtórnika emiterowego jest parametrem małosygnałowym, a w układzie wzmacniacza mocy mają miejsce duże chwilowe zmiany napięć i prądów, musisz mieć tego świadomość. Mówienie o rezystancji wejściowej zaczyna być śliskie...

W układach wideo znajdziesz mnóstwo przykładów wtórników emiterowych służących jako stopień wyjściowy dopasowany do rezystancji charakterystycznej 75 Ω. Ale tutaj masz rezystancje o rząd-dwa większe i zakresy zmienności sygnału (pik-pik) to ok. 1 V. Więc nie ma problemu wzmacniacza-grzejnika, a i nie odchodzimy daleko od założeń modelu małosygnałowego.

Modele stosowane w elektronice zawsze służą do reprezentacji zjawisk na pewnym poziomie analizy. Każdy model do czegoś służy i opiera się na jakichś założeniach, które ograniczają interpretację tego, co z modelu wychodzi, oraz narzucają, kiedy i do czego może być zastosowany. Względnie można szacować, że nieznaczne wyjście poza granice założeń oznacza błędy wyników na poziomie 10 %, ale nie 500 %. Wczoraj pisałem, że czasem można zwinąć układ Darlingtona do jednego tranzystora, a czasem nie można. Trzeba o tym wszystkim pamiętać, kiedy rzuca się wzory na stół i na ich podstawie formułuje wnioski.

2N3866 wrote:

adam19_91 wrote:

6. Jak wyznaczyć wartość wzmocnienia obu tranzystorów i czy musi to być dokładna wartość? Z charakterystyk tranzystora w PDF dokładnie się tego nie da zrobić. Założyłem 100 bo tyle ma na pewno.

Projektant posługuje się realnie dostępnymi elementami z katalogu. Nie masz możliwości zamówić w fabryce wykonania tranzystora o hFE = 231,7. Po prostu musisz coś założyć, a później resztę wyliczyć, żeby spełniała jakieś wymagania (np. napięcie w punkcie połączenia emiterów wynoszące połowę napięcia zasilania). A ponieważ elementy mają tolerancję, w grę wchodzi cała działka pt. "analiza wrażliwościowa".

Nie ma takiej możliwości, żeby zmiany parametrów elementów układu były bez wpływu na układ, bo inaczej nie byłoby trzeba produkować tranzystorów o różnych betach, rezystorów o różnym oporze itd. Ale oczywiście sztuką jest projektowanie układu tak, żeby ten wpływ minimalizować. A czasami sprzyja sama technologia, np. klockiem często spotykanym w układach analogowych jest tzw. zwierciadło prądowe działające przy założeniu, że tworzące je tranzystory mają identyczne wzmocnienie prądowe. I tak po prostu jest, gdy są to dwa tranzystory obok siebie wykonane jednocześnie w procesie wytrawiania i domieszkowania struktury krzemowej tegoż układu scalonego.

Chyba już wyczerpaliśmy temat. Sprowokowałeś do sporego wykładu, ale to wszystko nie jest straszne - jak się już taka duża piguła wiedzy podana na raz dobrze w głowie poukłada, to wtedy się okazuje (jak w tytule kultowej książki z lat osiemdziesiątych), że "elektronika łatwiejsza niż przypuszczasz".

Witam ponownie, dziękuję za żywą dyskusję na moim temacie. Trochę poszperałem i udało mi się znaleźć w książce P. Ciążyńskiego schemat układu z parą komplementarną. Proszę nie zwracać uwagi na oznaczenia tranzystorów bo są przypadkowe. Czy taki schemat nadaje się do użycia?



I tak biorąc układ polaryzacji baz tranzystorów mamy:

Ucc- UR1 -3Ud- UR2=0;

UR1=UR2=UR;

UR=12-2.1=9.9V;
UR1=UR2=0.5*UR=4.95V;


Zakładając jakiś prąd emiterów np 200mA i B=100 mamy prąd bazy ok 2mA czyli prąd płynący przez R1 i R2 powinien być nieco większy by spolaryzować diody np 3mA.

W takim razie

R1=R2=4.95/0.003=1650 ohm;

Teraz koło napięć:

3Ud= UR4+ UBE1+ UR5+UR6+UBE2+UR3;

UR3=UR4=URB;
UR5=UR6=URE;
UBE1=UBE2=UBE;

3Ud=2(URB+UBE+URE);

3Ud=2Ib*Rb+2UBE+2Ib(B+1)Re;
0.7=2Ib(Rb+(B+1)Re);
Rb+(B+1)Re=175 ohm;

I teraz jestem w kropce bo nie wiem jak wyznaczyć te rezystory Rb i Re. W książce jest podana metoda modelu temperaturowego ale moim zdaniem w tym przypadku nie ma to zastosowania bo nie mam podanych współczynników zmian temperaturowych tranzystorów. Nie wiem też jak dobrać pojemności wejściowe i jaka jest rezystancja wejściowa tego układu.

Pozdrawiam

Proponuję przyjąć Re = 0 Ω, to wtedy samo wyjdzie, że Rb = 175 Ω... Gdyby np. założyć Re = 1 Ω, to wtedy przy 1 A masz spadek 1 V, do tego opór głośnika 3,2 Ω porównywalny z Re, widać, że tu coś nie pasuje.

Niestety, nie mam książki Ciążyńskiego i nie rozumiem sensu pewnych elementów układu. Dlaczego rysujesz oporniki w bazach? Dlaczego trzy diody, a nie dwie? (prawdę mówiąc, skoro są trzy diody, to musisz "wytracić" nadmierny spadek napięcia 2,1 V na tych nadmiarowych rezystorach bazowych i emiterowych).

Ja ten układ bym widział tak - usunąć rezystory w bazach R3 i R4, diody tylko dwie, a wejście wpinasz przez pojemność do punktu, gdzie katoda diody górnej spotyka się z anodą diody dolnej. Wartość pojemności wejściowej wyjdzie nam, gdy będziemy znać małosygnałową rezystancję na wejściu układu. Ta szukana pojemność razem z rezystancją wejściową tworzą filtr górnoprzepustowy RC. Z kolei pojemność na wyjściu wraz z rezystancją głośnika połączoną szeregowo z rezystancją wyjściową układu tworzy kolejny filtr górnoprzepustowy RC.

Taki układ jest sztuczny i dość rzadko spotykany, aczkolwiek można go zasymulować i pooglądać. Zwykle wtórnik emiterowy (wzmacniacz prądu) poprzedza wzmacniacz napięciowy (np. OE). W praktyce zamiast R2 będziesz mieć tranzystor NPN (C-E). Polaryzację bazy tego tranzystora robisz opornikiem zapiętym drugim końcem na punkt połączenia emiterów obu tranzystorów mocy (polaryzacja bazy, a przy tym ujemne sprzężenie zwrotne). I jeszcze do kompletu na koniec R1 opcjonalnie zastępujesz termistorem PTC (kompensacja temperaturowa).

Quote:

Proponuję przyjąć Re = 0 Ω, to wtedy samo wyjdzie, że Rb = 175 Ω... Gdyby np. założyć Re = 1 Ω, to wtedy przy 1 A masz spadek 1 V, do tego opór głośnika 3,2 Ω porównywalny z Re, widać, że tu coś nie pasuje.

Ale Rb/β=1,75Ω więc jeszcze gorzej.

Rezystory w obwodzie emiterów tranzystorów wyjściowych daje sie w celu stabilizacji pradu spoczynkowego, aby zapobiec niestabilności termicznej, rezystory w obwodzie baz stabilności prądu emiterów nie poprawią bo β też zależy od temperatury.

Quote:

Niestety, nie mam książki Ciążyńskiego i nie rozumiem sensu pewnych elementów układu. Dlaczego rysujesz oporniki w bazach? Dlaczego trzy diody, a nie dwie? (prawdę mówiąc, skoro są trzy diody, to musisz "wytracić" nadmierny spadek napięcia 2,1 V na tych nadmiarowych rezystorach bazowych i emiterowych).

Też nie mam tej książki, ale znam conajmniej trzy inne, w których problem jest solidnie przeanalizowany od strony teorii i praktyki, żeby nie przepisywać książek napiszę krótko i bez uzasadnienia tego - sie tak nie robi.

Co do użycia diod to diody mają dwie wady 1. trudno je termicznie sprzęc z radiatorem tranzystorów wyjściowych, 2. nie ma jak ich wyregulować, przykładowo kiedy optymalne napiecie na bazach wynosci 2,3XUdiody to co wtedy?

Dlatego stosuje sie mnożnik Ube - dodatkowy tranzystor do rozsuwania napiecia pomiędzy bazami i kompensacji termicznej, wrysowałem go na poniższym schemacje, ale nie pełni on tam swojej funkcji bo nie chciałem dodawać układów polaryzacji które zaciemniają schemat, zamiast niego pracują dwa idealne źródła napięciowe, zmieniane krokowo w czasie symulacji żeby pokazać jak powinno sie ustawić napiecie polaryzacji baz.
Układ ma sprzężenie DC tyko dlatego że robiłem analizę DC sweep.

Ponizej charakterystyka wzmocnienia w funkcji napięcia wejściowego - chcemy aby wtórnik był jak najbardziej liniowy czyli żeby odchyłka od linii średniej była jak najmniejsza najlepsza jest charakterystyka środkowa, dwie pozostałe to za duże i za małe napiecie polaryzacji baz.


Zwiększając napięcie polaryzacji i prad spoczynkowy mozna dojść do klasy A wtedy problem nieliniowości w okolicach zera zniknie (dodana krzywa wyżej od pozostałych) tylko straty mocy będą większe:

@jarek_lnx

Co do celu zastosowania oporników emiterowych masz rację, ale trzeba pamiętać, że na nich odkłada się spadek napięcia, który ogranicza maksymalną moc, którą można doprowadzić do odbiornika (głośnika). Chciałem też moją uwagą uświadomić koledze Adamowi, że dostał układ równań nieoznaczony, gdzie coś musi przyjąć, żeby to drugie wyliczyć.

Ty gnasz do przodu i wprowadzasz kolejne udoskonalenia, tymczasem naturalna dydaktycznie kolejność poznawania układu jest moim zdaniem taka, żeby najpierw pobawić się wzmacniaczem bez rezystorów emiterowych i z dwiema diodami, a potem rozsuwać napięcie między obiema bazami kosztem spadku napięcia na rezystorach emiterowych. Zgadzam się, że w "profesjonalnych" układach oprócz sprzężenia elektrycznego zapewnia się jeszcze ujemne termiczne sprzężenie zwrotne. Ja na poziomie tego najprostszego układu wspomniałem o termistorze, ale na poziomie analizy w programie typu SPICE można to sobie na razie darować.

Wycofuję się więc z propozycji trzeciego tranzystora zapewniającego wzmocnienie napięciowe. Proponuję przeliczyć i przesymulować układ z dwiema diodami między bazami, bez oporników bazowych i emiterowych, zostaje tylko R1 (od plusa do bazy górnej) i R2 (od bazy dolnej do masy).

Jeżeli się kolega Adam martwi o wartość pojemności, to proponuję do symulacji wpiąć źródło sinusoidalne do tego punktu pośrodku diod poprzez kondensator o bardzo dużej wartości np. 1 mF (1000 uF). Dla analizy małosygnałowej myślę, że wartość tak duża, że bez znaczenia. Może sprawić kłopot przy analizie w dziedzinie czasu, bo będzie się musiał najpierw naładować. Można też dobrać eksperymentalnie - stopniowo zmniejszać, aż zacznie być widać wpływ na amplitudę. Wtedy przy symulacji dziedzinie czasu trzeba będzie czekać najkrócej na osiągnięcie stanu ustalonego.

Przy okazji - jak kolega Adam się zastanawia, jaką małosygnałową rezystancję widać od strony wejścia, niech zaobserwuje, przy jakiej pojemności ma spadek amplitudy na wyjściu o około 3 dB. Dla znanej częstotliwości wymuszenia i znanej pojemności kondensatora wyliczenie rezystancji z elementarnego wzoru jest natychmiastowe. Jest to pomiarowa alternatywa dla wyliczania z analizy obwodu.

Nie mam na laptopie edytora schematów, więc piszę opowiadania, trzeba wyrysować z opisu .

Witam ponownie po krótkiej przerwie. W międzyczasie przeczytałem trochę na temat końcówek mocy. Szczególnie polecam ten temat-> https://www.elektroda.pl/rtvforum/viewtopic.php?p=1031322#1031322. Doszedłem do wniosku, że postaram się etapami rozwijać ten stopień wzmacniający i zacznę od takiego najprostszego układu:


Poniżej przedstawię obliczenia a na końcu ponownie postawię kilka pytań jakie pojawiły się w trakcie zgłębiania tego tematu.

RL=3.2ohm;
Pwy=3W;

B1(Q3,Q4)=100;
B2(Q1,Q2)=50;
Bdarlingtona=B1*B2=5000;


P=U^2*R;
U=3.09V - wart.skuteczna napięcia;
I-0.97A- wart.skuteczna prądu;

Um=1.41*U=4.37V-amplituda maks. napięcia;
Im=1.41*I=1.37A-amp.maks.prądu;
Io=2%(Im)=30mA-prąd spoczynkowy;
IB=1.37/5000=0.3mA- prąd bazy szczytowy;
I>>IB=3mA- prąd ze źródła (płynący w obwodzie polaryzacji baz);
R4=R5=220ohm->przyjęte w ciemno;
0.5Ucc=Um+Ube1+Ube3+UR4-minimalna wartość zasilania dla jednej połówki sygnału wyjściowego;
Ucc=12.86V+margines bezpieczeństwa=15V;

Pojemności kondensatorów innym razem.

1. Czy tok obliczeń jest poprawny? Czy zakładana moc powinna być taka jak na głośniku czy większa?
2. Dlaczego gdy układ jest zasilany napięciami symetrycznymi nie trzeba separować głośnika kondensatorem?
3. Jak nazywa się książka, której zdjęcia są w zamieszczonym linku?
4. Teraz gdybym chciał dodać rezystory emiterowe to muszę pozbyć się diod?
5. I na koniec dlaczego dla dodatniej połówki sygnału wejściowego sygnał płynie od potencjału niższego do wyższego czyli do bazy Q3? Cały czas żyłem ze świadomością, że prąd płynie od + do -. A jak to wygląda dla ujemnej połówki ? Wypływa z masy przez RL potem przez pnp znowu do masy? Mógłby ktoś wytłumaczyć jak wygląda rozpływ prądów w tym układzie?

Pozdrawiam

Na szybko częściowa odpowiedź:
Ad 2 - bo ustawiasz spoczynkowy punkt pracy układu w taki sposób, żeby na wyjściu mieć 0 V względem masy (przy zasilaniu asymetrycznym miałbyś połowę napięcia zasilania i konieczność odcięcia składowej stałej kondensatorem). Wszystko jest OK, jeżeli punkt pracy jest ustabilizowany i nie pojawia się jakieś zauważalne napięcie stałe na wyjściu. Ale w wypadku uszkodzenia może się pojawić napięcie takie, że popali cewki w głośnikach. Dlatego trzeba pomyśleć o zabezpieczeniach. W układach dużej mocy stosuje się opóźnione dołączenie głośników do wyjścia wzmacniacza, żeby po załączeniu zasilania dać mu czas dojść do stanu ustalonego, naładować wszystkie pojemności itd. Tu nie tylko chodzi o przykry stuk w głośnikach w momencie włączenia, ale również o zabezpieczenie przed skutkami chwilowego pojawienia się napięcia stałego na wyjściu.
Dlaczego przy zasilaniu asymetrycznym połowa napięcia zasilania? Ano po to, żeby mieć symetryczną "pojemność amplitudową" wzmacniacza dla obu połówek sinusa. Po co ci taki wzmacniacz, który dla maksimum jednej połówki obcina np. 25 % wysokości drugiej?
Ad 3 - to może być stara dobra książka Macieja Feszczuka pt. "Wzmacniacze elektroakustyczne" wydana przez WKŁ gdzieś na przełomie lat siedemdziesiątych i osiemdziesiątych. Tak przypuszczam, ale muszę sprawdzić w domu. Bardzo dobra pozycja, ale (jak sobie przypominam, bo nie miałem jej w rękach wiele lat) na poziomie układów bipolarnych, to nie były jeszcze czasy MOSFET-ów mocy i wzmacniaczy klasy D.
Ad 4 - wręcz przeciwnie - na rezystorach emiterowych pojawia się dodatkowy spadek napięcia, czyli musisz potencjały baz jeszcze odpowiednio "rozsunąć". To jest to, o czym pisał kolega jarek_lnx - musisz mieć źródło napięcia, które pozwoli mieć ułamkową, a nie całkowitą wielokrotność napięcia diody spolaryzowanej w kierunku przewodzenia. Gdyby "zabrakło" napięcia polaryzującego, przestałby płynąć prąd bazy, czyli miałbyś efekt kluczowania. Generalnie w układach analogowych unikamy doprowadzenia tranzystora do stanu zatkania bądź nasycenia, zawsze płynie jakiś prąd spoczynkowy. Co innego układy przełączające, ale nawet tu unika się głębokiego nasycenia, bo wychodzenie ze stanu nasycenia kosztuje czas ograniczający szybkość działania. (Uwaga: jest klasa C, ale stosowana we wzmacniaczach mocy w.cz. dla CW/OOK i FM/PM, gdzie amplituda przebiegu wyjściowego jest stała, bo informacja jest zawarta w innym parametrze przebiegu.)
Ad 5 - Dla dodatniej połówki prąd płynie z źródła dodatniego przez tranzystor mocy NPN i głośnik do masy. Dla ujemnej - od masy przez głośnik, tranzystor mocy PNP do ujemnego źródła. Oczywiście przy braku wysterowania prądy spoczynkowe obu tranzystorów muszą być jednakowe i zamknąć się od źródła dodatniego do ujemnego. Gdyby było inaczej, pojawiłby ci się niezerowy potencjał wyjścia względem masy i prąd stały w cewce głośnika - patrz prawo Kirchhoffa + prawo Ohma.

Przy okazji (1): bardzo cię proszę, weź sobie do serca maksymę "Polacy nie gęsi, lecz swój język mają". Za czasów Mikołaja Reja gęsim językiem była łacina, dziś jest nią angielszczyzna. Ohm, Volta, Watt, Ampère (pisani z wielkiej litery) to byli wielcy fizycy, twórcy fundamentów elektroniki. A om, wolt, wat, amper (z małej litery) to jednostki wielkości elektrycznych. Nie ma powodu, żebyśmy przestali mówić po polsku, mamy własną terminologię.
Przy okazji (2): z jakiego programu korzystasz? Czy jest w nim możliwość podania zerowego oporu szeregowego źródła? Bo widzę, że w obu źródłach w kolejnych schematach wpisujesz rezystancję szeregową 0,1 Ω.

Prądy i napiecia, skuteczne i szczytowe policzyłeś dobrze.

Quote:

Io=2%(Im)=30mA-prąd spoczynkowy;

A ile ci wyszło w symulacji w LTSpice? Co zrobisz jak prąd spoczynkowy wyjdzie zupełnie inny? Dlatego zalecam od razu zastosować mnożnik Ube.

Quote:

1. Czy tok obliczeń jest poprawny? Czy zakładana moc powinna być taka jak na głośniku czy większa?

Moc pobierana z zasilania będzie większa orientacyjnie Uz*Iśr=15V*1.37A/pi=6,5W

Quote:

4. Teraz gdybym chciał dodać rezystory emiterowe to muszę pozbyć się diod?

Jakaś polaryzacja być musi, albo diody albo mnożnik Ube, ten drugi można optymalnie ustawić.

Quote:

2. Dlaczego gdy układ jest zasilany napięciami symetrycznymi nie trzeba separować głośnika kondensatorem?

5. I na koniec dlaczego dla dodatniej połówki sygnału wejściowego sygnał płynie od potencjału niższego do wyższego czyli do bazy Q3? Cały czas żyłem ze świadomością, że prąd płynie od + do -. A jak to wygląda dla ujemnej połówki ? Wypływa z masy przez RL potem przez pnp znowu do masy? Mógłby ktoś wytłumaczyć jak wygląda rozpływ prądów w tym układzie?

Składowa stała prądu głośnika powinna być bliska zeru, ale spoczynkowe napięcie na emiterach powinno być w połowie dostępnego zakresu, stąd wynika że brzy zasilaniu niesymetrycznym musisz mieć kondensatory, przy symetrycznym podajesz zero na wejście i masz zero na wyjściu - kondensatory są zbędne.

W układzie z kondensatorem podczas ujemnej połówki źródłem napięcia jest C1, płynie ujemny prąd obciążenia i Q2, moze to wygląda dziwnie skomplikowanie, ale w układzie z zasilaniem symetrycznym prądy płyną dokładnie takie same. Kondensator tylko usuwa składową stałą.

EDIT:

Sprawdziłem jakie zniekształcenia daje ten wtórnik w symulacji 1,7% a po zamianie polaryzacji nieprzewidywalnej (diody) na regulowaną i dobraniu optymalnych parametrów zniekształcenia spadły do 0,034% Znacząca różnica.

Quote:

Ad 3 - to może być stara dobra książka Macieja Feszczuka pt. "Wzmacniacze elektroakustyczne" wydana przez WKŁ gdzieś na przełomie lat siedemdziesiątych i osiemdziesiątych...

Książka pochodzi z czasów gdy pseudokomplementarne stopnie końcowe były normą bo nie było dobrych tranzystorów mocy PNP, a polaryzacja pary różnicowej rezystorem, albo bootstrap wydawały się atrakcyjnym sposobem zaoszczędzienia tranzystora, a czy współcześnie warto pogarszać parametry dla zaoszczędzenia kilku groszy (jeśli chodzi o dodane tranzystory małej mocy to dosłownie klika groszy za sztukę).

Jeśli miał bym polecić jakąś książkę to Douglas Self - "Audio Power Amplifier Design Handbook"

jarek_lnx wrote:

Quote:

Ad 3 - to może być stara dobra książka Macieja Feszczuka pt. "Wzmacniacze elektroakustyczne" wydana przez WKŁ gdzieś na przełomie lat siedemdziesiątych i osiemdziesiątych...

Książka pochodzi z czasów gdy pseudokomplementarne stopnie końcowe były normą bo nie było dobrych tranzystorów mocy PNP, a polaryzacja pary różnicowej rezystorem, albo bootstrap wydawały się atrakcyjnym sposobem zaoszczędzenia tranzystora, a czy współcześnie warto pogarszać parametry dla zaoszczędzenia kilku groszy (jeśli chodzi o dodane tranzystory małej mocy to dosłownie klika groszy za sztukę).

Jeśli miał bym polecić jakąś książkę to Douglas Self - "Audio Power Amplifier Design Handbook"

Bardzo ostro pojechałeś po Feszczuku i nie do końca sprawiedliwie. Takie były czasy, że w sklepie mało co było, nie istniały sklepy internetowe ani "znany portal aukcyjny", a czasami nawet trzeba było po prostu wsiąść do pociągu i pojechać do sklepu fabrycznego/działu handlowego w Warszawie, Krakowie czy Wrześni (odpowiednio: Omig, Telpod i Tonsil). Ja w latach osiemdziesiątych i na początku dziewięćdziesiątych ojca jadącego na delegację do Warszawy wysyłałem z listą zakupów .

Moim zdaniem książka Feszczuka mimo swojego wieku do dziś warta jest polecenia. Przedstawia na poziomie techniki tranzystorowej bipolarnej cały kawał teorii i praktyki (struktury układów, przykłady obliczeń). Przede wszystkim omawia od strony fizycznej, co się dzieje w układzie, pokazuje budowę i cel poszczególnych bloków funkcjonalnych (pokazując warianty), dzięki czemu możesz potem dowolny, nawet skomplikowany wzmacniacz zrozumieć na poziomie jego architektury funkcjonalnej i rozłożyć na części, przekształcić (bo chcesz coś ulepszyć, dodać jakąś kompensację, zmodernizować jakiś blok funkcjonalny) itd.

Owszem, są tam też układy z "pseudodarlingtonem pseudokomplementarnym" (w tym również przykłady archaicznych dziś monolitycznych układów scalonych, gdzie w stopniu mocy były tylko tranzystory NPN), ale omawiane jest nie tylko dynamiczne źródło prądowe (bootstrap), ale są silnie reprezentowane również statyczne i dla takiego wariantu masz przykłady układów i obliczeń.

Nie znam książki przez ciebie sugerowanej, jednak zaletą Feszczuka jest to, że nie ogranicza się tylko do wzmacniaczy mocy, ale prezentuje całość problematyki wzmacniaczy elektroakustycznych - są tam również: podstawowe pojęcia i definicje z obszaru elektroakustyki, teoria nt. sprzężenia zwrotnego, walka ze zniekształceniami (w tym TIM), wzmacniacze napięciowe (przedwzmacniacze, korektory charakterystyki, regulatory barwy dźwięku i fizjologiczne "loudness/kontur", filtry), układy dodatkowe - zabezpieczające (ochrona przed zwarciami lub nieprawidłowym obciążeniem, ochrona przed przegrzaniem, oscylacjami) i zasilające.

Wiadomo, że technologia poszła do przodu (rozwój i szersze zastosowanie wzmacniaczy operacyjnych, MOSFET-y mocy, wzmacniacze klasy D, cyfryzacja elementów regulacyjnych w torze wzmocnienia napięciowego itd.), ale podstawy i to tak nieźle wyłożone pozostają te same. To by było całkiem nieźle wydane 10-15 zł, gdyby kolega adam19_91 dopadł taką książkę z drugiej ręki.

Witam

Na wstępie chciałbym podziękować za odpowiedzi na moje pytania i za podpowiedzi dotyczące rozwoju mojego wzmacniacza. W wyniku waszego ciągnięcia mnie za uszy powstał taki oto układ:


W układzie tym w porównaniu z poprzednim diody polaryzujące zastąpione zostały układem będącym mnożnikiem napięcia Ube. Teraz można ustawić napięcie w zakresie od 2Ube do 7.5Ube. Poza tym zastosowano układ ograniczenia prądu wyjściowego na wypadek powstawania krótkotrwałych zwarć(tranzystory Q3 i Q6). Dodano również rezystory emiterowe w celu zmniejszenia efektu wzrostu temperatury i rezystory bazowe w tranzystorach darlingtona w celu poprawy dynamiki tego połączenia oraz ustabilizowania prądu spoczynkowego. I zgodnie z tradycją przedstawię obliczenia i postawię kilka pytań, na które mam nadzieje ktoś będzie potrafił odpowiedzieć.

RL=3.2ohm;
Pwy=3W;

B1(Q2,Q4)=100;
B2(Q1,Q3,Q4,Q6,Q7)=50;
Bdarlingtona=B=B1*B2=5000;

P=U^2*R;
U=3.09V - wart.skuteczna napięcia;
I-0.97A- wart.skuteczna prądu;

Um=1.41*U=4.37V-amplituda maks. napięcia;
Im=1.41*I=1.37A-amp.maks.prądu;
Io=2%(Im)=30mA-prąd spoczynkowy;
IB=1.37/5000=0.3mA- prąd bazy szczytowy Q1;
I>>IB=10mA- prąd ze źródła (płynący w obwodzie polaryzacji baz);
R10=R9=220ohm->przyjęte w ciemno;
UR10=UR9=2.2V;

Re=Ube/Im= 0.51ohm->0.47ohm z szeregu rezystorów;
Iz=0.7/Re=1.49A- prąd zwarcia

UR5=UR6=0.4V->Tietze i Schenk
R5=R6=0.4/30mA=13ohm;

UAm=4.37+0.7=5.07V-maks.napięcie w punkcie A ;
IcQ3m=IB=1.49/5000=0.3mA-maks prąd kolektora Q3;
IbQ3m=0.3mA/100=0.003mA- maks. prąd bazy Q3;
R3=R4=5.07/0.003mA~=1.5Mohm;

0.5Ucc=Um+Im*Re+Ube2+Ube1+UR10-minimalna wartość zasilania dla jednej połówki sygnału wyjściowego;
Ucc=17.34V+margines bezpieczeństwa=20V;


Pytania:

1. Czy we właściwym miejscu podaję sygnał wejściowy?
2. Gdybym chciał zastąpić rezystory R9 i R10 tranzystorem to jakby to mogło wyglądać?
3. Czy w tym układzie można zastosować jakieś sprzężenia zwrotne? I ewentualnie jakie?
4. I jeszcze pytanie odnośnie regulacji potencjometrem, jak to wygląda w rzeczywistym układzie? Po czym poznać, że kręci się w odpowiednią stronę?

Pozdrawiam

Dodano po 6 [minuty]:

Quote:

Io=2%(Im)=30mA-prąd spoczynkowy; A ile ci wyszło w symulacji w LTSpice? Co zrobisz jak prąd spoczynkowy wyjdzie zupełnie inny? Dlatego zalecam od razu zastosować mnożnik Ube.

W symulacji dla napięcia polaryzującego ustawionego na 2.2V prąd spoczynkowy przepływający przez rezystor Re wynosi 27mA

Informacyjnie: przeglądając dziś Feszczuka zauważyłem tabelę, z której wynikało, żeby dla układu Darlingtona z dwoma rezystorami emiterowymi przyjmować beta = 0,8*beta1*beta2. Dla "pseudodarlingtona", czyli OC+OE beta = beta1*beta2.

Widzę, że na schemacie pojawiły się pierwsze elementy zabezpieczające . Ale z błędem, to nie będzie działać, ale o tym kiedy indziej.

Ad 1 - zobacz, jak jarek_lnx to wyrysował 26 marca.
Ad 2 - poczytaj o zwierciadłach prądowych, pooglądaj schematy wewnętrzne scalonych wzmacniaczy mocy m.cz. - to jest typowy element tam spotykany.
Ad 3 - to jest ciągle tylko wzmacniacz prądu (rozwijamy wtórnik emiterowy), a nie mocy. Nie masz tutaj wzmocnienia napięciowego. Przypadek zastosowania sprzężenia zwrotnego (i to dodatniego) we wtórniku to układ "bootstrap" (dynamiczne źródło prądowe), którego tu nie robimy.
Ad 4 - rozsuwając potencjały baz wymusisz zwiększenie prądu spoczynkowego (funkcja grzałki we wzmacniaczu ) tranzystorów mocy - to zależy od punktu pracy i klasy wzmacniacza, jakie chcesz wymusić.

Zerknij tu. To jest uproszczony schemat LM386. Zignoruj "dziwny" stopień wyjściowy, patrz na miejsce twojego rezystora R9 i R10. zamiast R10 masz symbol źródła prądowego. Zamiast R9 masz tranzystor - on i to, co widać na lewo od niego, tworzy różnicowy wzmacniacz napięciowy sterujący stopniem wyjściowym.

Masz też ujemne sprzężenie zwrotne - przez rezystor 15 kΩ widoczny między nóżkami 1 i 5.

Zwróć teraz uwagę na dwa tranzystory "tyłem do siebie" i połączone bazami, a jeden ma mostek C-B. To jest właśnie zwierciadło prądowe zastosowane w obwodach kolektorowych wzmacniaczy napięciowych. Jeżeli beta jest duża (a jest), to prądy w obwodach obu kolektorów dzięki zwierciadłu są praktycznie równe.

Wyobraź sobie teraz, że rysujesz zamiast R10 zwierciadło prądowe z tranzystorów PNP. E-C tranzystora bez mostka wpinasz w miejsce R10, a między kolektorem tranzystora z mostkiem a masą rysujesz opornik Rx. Na tym oporniku będzie spadek napięcia wynoszący (V1-0,7 V). Czyli prąd wymuszany w miejscu wpięcia R10 będzie (V1-0,7 V)/Rx.

W naszym zmodyfikowanym układzie prąd polaryzacji teraz zależy od napięcia zasilania. W praktyce to jest jeszcze bardziej skomplikowane, ponieważ w układach realnych pojawia nam się źródło napięcia odniesienia, żeby uniezależnić prądy zwierciadeł od wahań napięcia zasilania.

Witam

Chciałbym odkurzyć ten temat ponieważ mój układ wzmacniacza trochę się rozrósł i w trakcie projektowania go pojawiło się kilka pytań, na które chciałbym uzyskać odpowiedź. W porównaniu z poprzednim układem dodano część wzmacniającą amplitudę napięcia, w miejsce rezystorów wstawiono źródło prądowe i z wyjścia poprowadzono ujemne sprzężenie zwrotne do wejścia wzm. różnicowego. Całość została opracowana na podstawie książki M. Feszczuka, którą miałem okazję przeczytać. Symulacja układu w LTspice pokazuje, że działa on prawidłowo. Wzmocnienie napięciowe bliskie 30V/V, prąd spoczynkowy ~30mA czyli tyle ile założono. Poniżej zamieszczam schemat układu a jeszcze niżej pytania.





1. Czy taki układ będzie działał w praktyce?
2. Do których tranzystorów należy zastosować sprzężenie termiczne z Q7?
3. Czy jest jakaś fajna książka w języku ojczystym o sprzężeniach zwrotnych w układach elektronicznych?
4. Czy jako zabezpieczenie tranzystora końcowego przed przepięciami może być zastosowana dioda schotkiego?
5. Czy w tym układzie można zastosować metodę bootstrapu do zwiększenia impedancji wejściowej? Ewentualnie jak?
6. Jak określić maksymalną amplitudę sygnału wejściowego, która nie zostanie zniekształcona na wyjściu?


Pozdrawiam

Hej, gratuluję konsekwencji i posuwania się do przodu.

Ad 1. Jeżeli symulacja w dziedzinie czasu daje stabilną odpowiedź na pobudzenie, to układ ma szansę działać. Ale musisz jeszcze wziąć pod uwagę kolejne kryteria wcześniej nieobecne w rozważaniach i w modelu: nieidealność elementów (stosujesz w symulacji modele idealne elementów pasywnych, zakładasz zerową rezystancję i indukcyjność połączeń-ścieżek), tolerancję wartości, odprowadzenie ciepła, wydajność źródła zasilającego, odsprzężenie zasilania, ryzyko wzbudzeń, powstanie dodatkowych sprzężeń zwrotnych (zwłaszcza dodatnich, w tym np. cieplnych) wynikających z projektu płytki, sąsiedztwa elementów itd. Ale symulacja z sinusem o jednej częstotliwości nie wystarczy (chyba że wzmacniacz ma wzmacniać tylko tę częstotliwość), pewne efekty (np. TIM) ujawniają się przy złożonych pobudzeniach. Istotne jest zaobserwowanie stanów przejściowych przy innym i szybkozmiennym pobudzeniu (np. odpowiedzi na zbocza prostokąta), bo twoja symulacja pokazuje tylko stan ustalony przy pobudzeniu sinusoidalnym o bardzo niskiej częstotliwości (20 Hz) - to mało.
Ad 2. W układzie mnożnika UBE (Q7) stosujesz termistor o ujemnej zależności temperaturowej sprzężony termicznie z radiatorem. Termistor powinien być umieszczony w układzie miejscu, gdzie aktualnie dałeś potencjometr montażowy. Mechanizm jest prosty: wzrost temperatury -> obniżenie oporu termistora -> zwiększenie podziału na dzielniku -> obniżenie napięcia UCE Q7.
Ad 3. Teoria sprzężenia zwrotnego to cały dział z teorii regulacji. Na zasadzie rozważań ogólnych będziesz to mieć w podręcznikach akademickich z automatyki. U Feszczuka masz cały rozdział nt. sprzężeń zwrotnych w układach wzmacniaczy audio. Ja mam wydanie z roku 1982 i jest to tam rozdział 2. Ale masz jeszcze książkę Tietzego i Schenka "Układy półprzewodnikowe", która była kilkakrotnie wznawiana i na pewno jest gdzieś dostępna (niezależnie od niniejszego wątku gorąco polecam http://sklep.polskieksiegarnie.pl/ksiazka/66680/uklady-polprzewodnikowe-wydivtietze) - tam w rozdziale dot. wzmacniacza operacyjnego masz ze 3 strony pokazujące, co się dzieje, jak wzmacniacz o pewnym kU1 (w otwartej pętli) obejmiesz pętlą mającą własne kU2. To są rozważania uogólnione, stosują się w zasadzie do każdego układu, również do np. dynamiki pętli PLL. Masz tam również cały 15 rozdział poświęcony wzmacniaczom mocy.
Ad 4. Chyba tak, pamiętaj tylko, że diody z barierą Schottky'ego mają niższe napięcia przebicia w kierunku zaporowym (kilkadziesiąt woltów) od diod klasycznych PN. Ale za to są znacznie szybsze. Może ktoś się wypowie i mnie skoryguje, jeśli się mylę. Dodatkowo zerknij u Feszczuka do rozdziału dot. zabezpieczania wzmacniaczy przed skutkami indukcyjnego charakteru impedancji obciążenia - może tam się coś pojawi istotnego dla problemu tych diod.
Ad 5. Stosowanie bootstrapu ma konsekwencje dynamiczne, o czym wspomniał wcześniej kolega jarek_lnx. Jeżeli chodzi wyłącznie o zwiększenie impedancji wejściowej, masz inne sposoby na osiągnięcie tego celu.
Ad 6. Wzmacniacz elektroniczny zawsze zniekształca, bo elementy półprzewodnikowe/lampy mają charakterystyki nieliniowe. Sprzężenia zwrotnego używasz właśnie dla linearyzacji. Kwestia tylko, gdzie ustawisz próg współczynnika zniekształceń nieliniowych w sygnale wyjściowym, powyżej którego uznasz zniekształcenia za nieakceptowalne. Zerknij na karty katalogowe scalonych wzmacniaczy mocy - tam parametr mocy wyjściowej jest podany przy zniekształceniach np. 10%. Masz też zwykle podaną charakterystykę współczynnika zniekształceń od mocy wyjściowej. Ale jako naprawdę bardzo grube pierwsze przybliżenie idziesz od końca do początku i przyjmujesz amplitudę napięcia wyjściowego równą napięciu zasilania minus napięcie które się musi odłożyć na układzie tranzystorów stopnia mocy (takie napięcie, żeby cały układ nie wszedł w nasycenie). No i teraz tę amplitudę musisz podzielić przez wartość całkowitego wzmocnienia napięciowego od wejścia do wyjścia, jakie masz w układzie. Bardziej dokładnych kryteriów nie podam z głowy, poszukaj w literaturze.