Okazuje się jednak że nie tylko. ''Сокол-404'' miał w końcówce parkę takich samych petów, jednak głośnik (0.5ГД-10 o impedancji 8Ω) włączony był przez autotransformator 2:1,
Tomek o czym Ty piszesz? Nie na temat, zupełnie jak aksakal - przecia autotransformator zmienia wszystko, podobnie jak transformator...
Tomek Janiszewski wrote:
To kompletnie od czapy: przy pełnym wysterowaniu (zakładając rzecz jasna że taki wzmacniacz w ogóle da się w pełni wysterować) otrzymałoby się moc... 1W z małym okładem, oczywiście głośnik by tego nie przeżył a całkiem prawdopodobne że również pety by się skopciły.
Ówczesne bateryjki miały spore opory wewnętrzne, co też mogło mieć jakieś znaczenie.
Tomek Janiszewski wrote:
Dziwne jest w tej sytuacji że nie zastosowano któregoś z produkowanych w tamtych głośnika o większej impedancji:
Prawda? Też się dziwię. Przyzwyczajenie, sprzedaje się i tak, itd, itp....
Tomek Janiszewski wrote:
Faktycznie tak jest, czy też jako T1 zastosowałeś МП42Б?
MP37B/MP40B, β około 40 przy paru mA. Moim zdaniem nie ma sensu parować ich przy maksymalnym prądzie. Pracują w ten sposób jedynie impulsowo i zniekształcenia mają znaczenie marginalne. Ważny jest punkt pracy, w którym się tego zwykle słucha, a dla słuchawek są to pojedyncze mW. Do tego wydajność sterowania od bootstrapa jest zupełnie inna niż od tranzystora i na symetrię przy maksymalnym sygnale i tak za bardzo nie ma co liczyć.
Tomek Janiszewski wrote:
Jak kształtuje się beta każdego z nich, w jednym i drugim spada poniżej 10 przy prądzie 100mA, czy też tylko w jednym, a jeżeli tak, to w którym?
Sprawdzałem kilkanaście różnych, spadała zawsze. O dziwo chyba bardziej w PNP. Najlepsze były P10B. Niby to samo co MP37B, ale jednak wersja militarna.
Tomek Janiszewski wrote:
podczas gdy najwyższą betą spośród komplementarnych petów legitymują się МП38A (ewent nieco tylko gorsze МП38) oraz МП41A. I właśnie te ostatnie stosowano zarówno w Sokole 404 jak i w Zwiezdoćce.
Mam ich karton, ale szkoda mi czasu - olśniewające to i tak nie będzie... Spróbowałem też 2N1302/2N1303 (bliźniacze do europejskich ASY2x). Nie zamieszczałem wykresów, bo były bardzo podobne do "gietów".
Tomek Janiszewski wrote:
A skoro już wpuściłeś się w pomiary przy użyciu profesjonalnego sprzętu:
To nie jest żaden profesjonalny sprzęt. ale najzwyklejszy oscyloskop i karta dźwiękowa. Takie pomiary można bez problemu zrobić każdym komputerem (no może nie z dynamiką ponad 100 dB). Ja używam USB Asusa Xonara U7 MKII albo Sound Blastera X-Fi HD. Odkryłem też przy okazji, że mój domowy poleasingowy Dell Optiplex "umie" 24 bity przy 96 kHz przy dynamice jakieś 105dB, a więc też da radę zmierzyć to i owo z dobrą precyzją.
Tomek Janiszewski wrote:
Pozwala mianowicie obejrzeć na oscyloskopie przebieg czasowy samych zniekształceń, po wyeliminowaniu z przebiegu składowej podstawowej.
Przecież odjąć dwa sygnały potrafi każdy sensowny oscyloskop. Po co rzeźbić?
Kolego, JasiuB! Które do mnie pretensje? Mój post#88 tylko reakcja na zatwierdzenia koleg, że wskazane tranzystory można wykorzystać tylko w elementarnych konstrukcjach . Ten temat być może przedstawia interes tylko dla teoretyków, każdy z których pretenduje na autorstwo tego, że napisał. Lecz to, co jest napisane już dawno wiadomo, opublikowano w księgach i czasopismach, zaprojektowano, sprawdzono i przetestowano. Ameryka dawno jest otwarta i nie należy próbować zabrać u Kolumba palmę pierwszeństwa! A wykonywać rolę retranslatora tego, co dawno jest znane i przedstawiać to jak swoje idee i odkrycia przynajmniej nie poprawnie.
Które do mnie pretensje? Mój post#88 tylko reakcja na zatwierdzenia koleg, że wskazane tranzystory można wykorzystać tylko w elementarnych konstrukcjach .
Nikt nie ma do Ciebie żadnych pretensji, ale że piszesz zupełnie nie na temat to fakt. Wyrywasz z kontekstu pojedyncze zdania i posty. Tu jest mowa o przeciwsobnej parze komplementarnej w stopniu końcowym. Dziwiliśmy się, że nie stosowano w ten sposób "petów". No i wiemy, nie stosowano bo się nadają raczej słabo. Do "zwiezdoczki". Natomiast to, że można na nich zbudować i wielokrotnie budowano coś innego, jest zupełnie oczywiste i nie ma sensu byś się wysilał próbując to pokazać.
Kolego, JasiuB! To że napisałeś względem tranzystorów serii P ( П ) - MP ( МП ) też nie odkrycie Ameryki. Wśród tych tranzystorów nie było par komplimentarnych, przeznaczonych dla użycia w koncowkach. Pierwsza i praktycznie jedyna para takich tranzystorów germ. produkcji ZSRR - ГТ (GT) 402, ГТ (GT) 404.
Kolego, Bieda z nędzą! Tranzystory МП35 i МП41 ciężko nazwać parą komplimentarna. Prąd kolektora 20mA / 30mA, F = 0.5/1 MHz, h21 = 13-125/30-60. Lecz jak mówią jeśli nie ma ryby to i rak ryba.
Oczywiście nic nie stoi na przeszkodzie, by jednak zrobić na petach maleńki komplementarny wzmacniacz nawet naprawdę dobrej jakości. Nawet jeżeli stare sowieckie poradniki o tym nie piszą. Małe wzmocnienie przy dużych prądach można pokonać parami Darlingtona lub Sziklaiego. Wybrałem to drugie. Przy 10 mW (na 25Ω) sprawuje się tak:
Zniekształcenia 0.025% to już naprawdę bardzo dobrze. Maksymalna amplituda około 1.2 V. Oczywiście z kolibrowym głośniczkiem radzi sobie bez problemu. Budowanie z 6 tranzystorów (nawet petów) wzmacniacza o ułamkowej mocy, to jednak jest już raczej coś na kształt perwersji...
Chciałem zwiększyć mu trochę napięcie i podłączyć większy głośniczek, ale pety tak się grzały, że dałem spokój. Wyglądało to tak:
Kolego, Bieda z nędzą! Tranzystory МП35 i МП41 ciężko nazwać parą komplimentarna. Prąd kolektora 20mA / 30mA, F = 0.5/1 MHz, h21 = 13-125/30-60. Lecz jak mówią jeśli nie ma ryby to i rak ryba.
To nie ma znaczenia. Proszę zauważyć jak parametr Ft wzajemnie odbiega od pary MJ3055/MJ2955
Kolego, Bieda z nędzą! Wskazana tobą para dobranа na takiej samej zasadzie jak i МП35/МП41. Takich par wśród tranzystorów obu struktur można nabrać nie jedną setkę. Przykład z życia - do wozu też można zaprząc konia i osła. Ty lepiej popatrz w katalogowi parametry tranzystorów komplimentarnych, specjalnie wyrabianych dla użycia w koncowkach - 2SC5200/2SA1943, BD241/BD242, KT818/KT819, BD249/BD250 i t.d .I takich par duża ilość.
Aksakal, jak zwykle nie na temat (bo to nie jest wątek o setkach komplementarnych tranzystorów krzemowych), a tym razem i raczej bez sensu... Tranzystory komplementarne mogą mieć inne maksymalne parametry dopuszczalne. Na przykład AD161/162 - moc 4W i 6W. To naprawdę nie ma żadnego znaczenia. Częstotliwość odcięcia nie ma znaczenia, gdy jest odpowiednio duża w stosunku do częstotliwości pracy układu. W bardzo dobrej parze AC187/188 wynosi na przykład 5MHz i 1.5MHz, a w pospolitej AC180/181 2MHz i 3.5MHz.
Do tego pary "fabryczne" są dobierane zwykle dość zgrubnie pod względem wzmocnienia (na przykład 20%), często w jednym punkcie pracy. To naprawdę da się zrobić dokładniej, niezależnie od tego czy przewidywali to producenci (albo sowieckie sprawoczniki), czy też nie.
Przykład z tranzystorami AD161/AD162 nie argument. W technicznej terminologii para komplementarna oznacza - tranzystory z jednakowymi parametrami, lecz różnej struktury . W większości wypadków różnią się tylko znaczeniem h21. Po tym parametrze dla koncowek wzmacniacza tranzystory rekomenduje się odbierać z różnicą wzmacniania nie więcej 20 odsetków. Wszystkie inne warianty użycia tranzystorów różnej struktury i z różnymi parametrami można nazwać pseudo komplementarne, a konstrukcję z ich użyciem - lepił z tego, co było.To całkiem nie oznacza, że taki wariant jest niemożliwy. Lecz czy będzie to optymalny wariant - to pytanie. Kolego,Bieda z nędzą! W post#98 jak przykład pary komplementarnej z różnym znaczeniem F wskazałeś tranzystory MJ3055 i MJ2955. Odpowiedź na to zatwierdzenie - Jak widzisz słowo komplementarny znajduje się w nawiasach . To że dotyka i wszystkich innych wariantów użycia tranzystorów różnej struktury z różnymi parametrami.
Przykład z tranzystorami AD161/AD162 nie argument. W technicznej terminologii para komplementarna oznacza - tranzystory z jednakowymi parametrami, lecz różnej struktury . W większości wypadków różnią się tylko znaczeniem h21.
Alaksal, nie pisz głupot, to właśnie wzmocnienie (H21e) powinno być jak najbliższe. Im mniej się różni tym lepiej. Natomiast parametry maksymalne, które w czasie pracy nie są osiągane, mają znaczenie dokładnie takie samo jak kolor obudowy, cena, albo nazwa producenta - żadne.
aksakal wrote:
Po tym parametrze dla koncowek wzmacniacza tranzystory rekomenduje się odbierać z różnicą wzmacniania nie więcej 20 odsetków. Wszystkie inne warianty użycia tranzystorów różnej struktury i z różnymi parametrami można nazwać pseudo komplementarne, a konstrukcję z ich użyciem - lepił z tego, co było.
Wprost przeciwnie, jeżeli ktoś używa mózgu, rozumie działanie układu i dobierze elementy lepiej niż w starym sprawoczniku, chwała mu za to. Jeżeli zaś pomyślunkiem dorównuje kserografowi i potrafi tylko kopiować schematy i definicje, no to trudno...
aksakal wrote:
W post#98 jak przykład pary komplementarnej z różnym znaczeniem F wskazałeś tranzystory MJ3055 i MJ2955. Odpowiedź na to zatwierdzenie - Jak widzisz słowo komplementarny znajduje się w nawiasach . To że dotyka i wszystkich innych wariantów użycia tranzystorów różnej struktury z różnymi parametrami.
Masz pecha. Skopiowałeś tekst z komputera, który stoi u mnie na biurku (Oktoda na bee), a który napisałem ja. Szkoda, że go nie zrozumiałeś. MJ2955 jest w cudzysłowie, bo jest wykonany technologią epitaksjalno planarną i ma inny bezpieczny obszar pracy (BOP) niż 2N3055, a to dla tranzystorów mocy parametr bardzo istotny. MJ3055 też jest epitaksjalno planarny, a zatem para MJ3055/2955 to ta sama technologia i podobny BOP. Zaś komplementarne 2N3055 i BDX18 (przynajmniej wczesne) to technologia "homotaxial base", o szerszym BOP (a za to mniejszej częstotliwości granicznej). Oczywiście nic nie stoi na przeszkodzie by zastosować ja "na krzyż" 2N3055/MJ2955 albo BDX18/MJ3055, pod warunkiem, że nie przekroczy się BOP tego słabszego.
JasiuB! A kto przeciw, że h21 tranzystorów powinien być jednakowy czy jak możno bliżej? Lecz tranzystory mają różne znaczenia tego parametru . Tak AD161 h21 = 80min, a AD162 = 50min. Który wpływ na parametry wzmacniacza będzie miał użycie jednego tranzystora z h21min, a drugiego z h21max.? Toż napisałem, że tranzystory należy dobrać . Poza tym, Pk tranzystorów różnią się - 4W i 6W, a to oznacza- moc wzmacniacza będzie ograniczona możliwościami słabszego tranzystora, który będzie więcej nagrzewał się, czym tranzystor z dużym znaczeniem Pk., a temperatura germ.tranzystora ma znaczny wpływ na prąd jego kolektora. Wiarygodność zniszczenia słabszego tranzystora przy maksymalnej mocy duża. Toż i zatwierdzam _ chcesz otrzymać od schematu jej maksymalne możliwości - wykorzystaj tranzystory z jednakowymi parametrami.Myślę, będzie poprawnie, jeśli ukończyć tłuc wodę w moździerzu!Teraz nie ma sensu porównywać możliwości dzisiejszego wyboru tranzystorów komplimentarnych z możliwościami 50-70 lat !Poza tym staje się oczywistym, że epoka germanówych tranzystorów odchodzi do przeszłości i następne pokolenia o nich będzie dowiadywał się jak o egzotyce. Dalej tematu nie oglądam.
Tomek o czym Ty piszesz? Nie na temat, zupełnie jak aksakal - przecia autotransformator zmienia wszystko, podobnie jak transformator...
Nie zmienia wszystkiego: Sokół 404 ma wszak komplementarną parę petów małej mocy, Spidola nie. Gdyby do Sokoła wstawić głośnik o większej impedancji, to autotransformator nie byłby potrzebny, tymczasem wstawić takiego głośnika do Spidoli bez użycia transformatora niedasie, chyba że miałby wyprowadzony środek cewki (takie też robili) jednak odbyłoby się to ze szkodą dla sprawności bo w każdym półokresie pracowałaby tylko połowa uzwojenia.
Quote:
Ówczesne bateryjki miały spore opory wewnętrzne, co też mogło mieć jakieś znaczenie.
Tym gorzej dla bateryjki. Z głośnikiem o dużej impedancji pracowałby lepiej i wzmacniacz, i bateryjka.
Quote:
MP37B/MP40B, β około 40 przy paru mA.
Naprawdę masz МП40Б? Nigdy takich nie miałem w ręku, a we wszystkich znanych mi katalogach występują tylko МП40 oraz МП40A. Google.ru dają pozytywne wyniki, ale dotyczą one zdezaktualizowanych ofert na stronach typu All... Sytuacja wygląda zatem podobnie jak z mitycznym TG41. Może miałeś na myśli МП42Б? Widziałem zresztą kiedyś egzemplarz Zwiezdoćki z zastosowniem МП42 w miejsce МП41, oficjalnie komplementarnych do МП38.
Quote:
Moim zdaniem nie ma sensu parować ich przy maksymalnym prądzie. Pracują w ten sposób jedynie impulsowo i zniekształcenia mają znaczenie marginalne. Ważny jest punkt pracy, w którym się tego zwykle słucha, a dla słuchawek są to pojedyncze mW
Co racja to racja. Co po tym że przy pełnym wysterowaniu wierzchołki sinusoidy będą miały identyczną wysokość (dzięki równości bet przy maksymalnym prądzie) skoro przejście z jednej połówki do drugiej będzie wykazywało ostre załamanie (tym ostrzejsze im mniejszy będzie prąd spoczynkowy, tj im głębsza klasa AB), zaś przy mniejszych wysterowaniach pozostaną typowe zniekształcenia prostownikowe, takie jak w bida-komplementarnych wzmacniaczach od magnetofonów M531S, M2405S, Uwertura Stereo czy radia Safari2, względnie novalowych układach scalonych UL1401L...UL1405L dla których również wzmocnienia dla połówki dodatniej i ujemnej w otwartej pętli różnią się o dwa rzędy wielkości? Zniekształcenia przy pełnym wysterowaniu jakie pojawią się wskutek parowania przy małych prądach będą natomiast "łagodne" (póki oczywiście nie dojdzie do obcinania szczytów, tj niewiele będzie szczególnie przykrych dla słuchu harmonicznych wysokich rzędów a dominować będzie druga harmoniczna.
Quote:
Do tego wydajność sterowania od bootstrapa jest zupełnie inna niż od tranzystora i na symetrię przy maksymalnym sygnale i tak za bardzo nie ma co liczyć.
Zwykle dla germanu beta ze wzrostem prądu spada szybciej w tranzystorach npn, dla krzemu zaś - na odwrót. Toteż lepiej byłoby aby wzmacniacz o strukturze takiej jak w Zwiezdoćce miał stopień sterujący na tranzystorze pnp, wstępny zaś - na npn. Wymusiłoby to jednak albo zastosowanie wydzielonego bootstrapu (co pobiera dodatkową moc ze stopnia końcowego obniżając sprawność), albo głośnika połączonego z "-" zasilania (co grozi wzbudzeniem na niskich częstotliwościach przy wyczerpanej baterii ze zwiększonym oporem wewnętrznym) albo wreszcie budowy odbiornika z "-" na masie. Tę ostatnią metodę stosowało się nierzadko (przy zastosowaniu tranzystorów pnp) w odbiornikach superheterodynowych, dzięki czemu można było połączyć z masą większość obwodów rezonansowych, co ułatwiało zapewnienie stabilności stopniom w.cz. i p.cz.
Quote:
Sprawdzałem kilkanaście różnych, spadała zawsze. O dziwo chyba bardziej w PNP.
Czyli sowietom to nawet tranzystory wychodziły na odwrót
Quote:
Najlepsze były P10B. Niby to samo co MP37B, ale jednak wersja militarna.
A spośród pnp - które były najlepsze? Te były bardziej krytyczne w stopniu końcowym (z uwagi na bootstrap), skoro w sterującym pracował również pnp.
Quote:
Przecież odjąć dwa sygnały potrafi każdy sensowny oscyloskop. Po co rzeźbić?
Ale przesunięć fazowych (co z tego że szczątkowych o poziomie takim jakiego należy się podziewać przy 1kHz wskutek tego że pasmo wzmacniacza wynosi np. 20Hz - 20kHz) wówczas nie skompensujesz. Te znikome przesunięcia fazy zwykle wystarczą że po odjęciu sygnałów z wejścia i wyjścia pozostanie resztkowa składowa podstawowa przesunięta w fazie o 90° (lub 270°) względem sygnału wyjściowego, co nawet jeśli nie zamaskuje przebiegu zniekształceń, to znakomicie utrudni ich interpretację, a przecież znalezieniu i usunięciu ich przyczyny miała służyć metoda kompensacyjna. Zapewne uda się nastroić generator tak aby przesunięcia fazy przez badany wzmacniacz wynikające z ograniczenia pasma od dołu i od góry kompensowały się, ale wymuszałoby to badanie każdego wzmacniacza przy indywidualnie dobranej częstotliwości, co uczyniłoby wyniki nieobiektywnymi. Ponadto - skąd będziesz wiedział czy to wzmacniacze Y oscyloskopu nie wnoszą własnych zniekształceń, znów na tyle znikomych że nie do zauważenia gdy patrzymy na pojedynczy przebieg wyświetlany na ekranie, ale być może porównywalnych z tymi jakie wnosi badany wzmacniacz? Dlatego właśnie pytałem czy posiadasz miernik PMZ, zastrzegając aby podczas pomiarów nie zaniechać dołączenia oscyloskopu do wyjścia kontrolnego. Wówczas można uniknąć żmudnej procedury kompensowania przebiegów przy użyciu dwóch potencjometrów. Tym bardziej żmudnej że musi być ona powtarzana praktycznie przy każdej zmianie amplitudy sygnału (niedoskonała liniowość badanego wzmacniacza skutkuje efektem kompesji bądź ekspansji składowej podstawowej, gdy występują nieliniowości nieparzystych rzędów) a w przypadku układów scalonych posiadających zintegrowane rezystory sprzężenia zwrotnego (UL140X, UL149X, UL148X, nie posiada ich natomiast TDA2020) kompensacja rozjeżdża się w czasie, wskutek zmian temperatury chipu a tym samym rezystancji scalonych rezystorów USZ.
Dodano po 5 [godziny] 26 [minuty]:
aksakal wrote:
Kolego, Bieda z nędzą! Tranzystory МП35 i МП41 ciężko nazwać parą komplimentarna.
Bo też i traznystora komplementarnego do МП35 należy poszukiwać wśród МП39, do МП41 zaś - wśród МП38. To że w tym ostatnim wypadku Ft wynosi 2MHz dla npn, dwukrotnie więcej niż dla pnp nie jest niczym niezwykłym. To samo dotyczy par AC187/188, AD161/162 i wielu innych.
Quote:
Prąd kolektora 20mA / 30mA,
To są prądy średnie w zakresie aktywnym. Prądy szczytowe (lub prądy w zakresie nasycenia) są dla obu tych tranzystorów jednakowe i wynoszą 150mA. Dopszczalny prąd średni przekłada się zatem na szczytowy prąd 20mA × Π=63mA dla npn oraz 30mA × Π = 94mA dla pnp. W praktyce nie jest mi znany przypadek uszkodzenia petów w Zwiezdoće czy innych podobnych konstrukcjach, mimo że tam prąd średni a nawet szczytowy znacznie przekracza katalogowe wartości. Zapewne dzieje się tak dzięki temu że moc tracona w petach jest znacznie niższa od dopuszczalnej.
Quote:
h21 = 13-125/30-60
Przy tak ogromnych rozrzutach bet (zwłaszcza dla МП35) dobranie pary okazuje się możliwe praktycznie spośród dowolnych typów z grup МП35÷38 oraz МП39÷41. I nie jest to niczym zdrożnym, bowiem wszystkie tranzystory w obrębie każdej z grup produkowane są w jednym procesie. Dopiero potem są selekcjonowane i klasyfikowane. Te które wyróżniają się najmniejszymi szumami otrzymują oznaczenia odpowiednio МП36A oraz МП39Б. Te które mają fT poniżej 1MHz zostają sklasyfikowane jako МП35 i МП39, chyba że te ostatnie mają małe szumy - wtedy patrz wyżej. Tranzystory wytrzymujące 30V napięcia kolektor - baza oznacza się jako МП37A, МП37Б oraz МП40A. przy czym w przypadku tranzystorów npn dodatkowe kryterium klasyfikacyjne stanowi beta (МП37Б mają większą). Wreszcie pozostałe egzemplarze, które mają fT conajmniej 1MHz ale nie spełniają powyższych kryteriów szumowych i napięciowych klasyfikuje się jako МП40 МП41, МП41A oraz МП37, МП38, МП38A, w kolejności wzrastającej bety w każdej z grup, przy czym dla МП38 i МП38A wymaga się dodatkowo fT≧2MHz.
Dodano po 52 [minuty]:
JasiuB wrote:
Oczywiście nic nie stoi na przeszkodzie, by jednak zrobić na petach maleńki komplementarny wzmacniacz nawet naprawdę dobrej jakości. Nawet jeżeli stare sowieckie poradniki o tym nie piszą. Małe wzmocnienie przy dużych prądach można pokonać parami Darlingtona lub Sziklaiego
Albo jednym i drugim, tj. budując wzmacniacz quasi-komplementarny. Da to dużo większą swobodę, ponieważ wśród tranzystorów pnp dla pary końcowej wybór jest nieporównanie większy. Od identycznych gabarytowo z parą komplementarną ale silniejszych mocowo i prądowo МП42 lub МП25÷26, poprzez tranzystory średniej mocy ΓT403, aż po tranzystory dużej mocy П213÷217 a nawet Π210, do dziś nietrudne do zdobycia z wojskowego demobilu. Gdy się zastosuje w stopniu sterującym tranzystor pnp (oczywiście najlepiej nadaje się tutaj pet o wysokim napięciu Uce, np МП20÷21, МП25÷26 lub МП40A), to straty napięcia będą identyczne jak w prostym układzie komplementarnym, lub dwustopniowym komplementarnym z parami Sziklay'ego.
Quote:
Chciałem zwiększyć mu trochę napięcie i podłączyć większy głośniczek, ale pety tak się grzały, że dałem spokój
Wzmacniacz pełnokomplementarny z parami Sziklay'ego zdecydowanie wskazane byłoby uzupełnić o rezystory stabilizacyjne w stopniu wyjściowym, włączone między połączone z sobą emitery i kolektory każdej z par a szynę wyjściową. Bez nich bowiem prąd kolektorów pary końcowej nie jest kontrolowany praktycznie niczym, odmiennie niż się to dzieje w jednostopniowym wzmacniaczu komplementarnym, a także, choć w mniejszym stopniu - w quasi-komplementarnym, gdzie choć jedno złącze tranzystora końcowego bierze udział w stabilizacji, przynajmniej pod warunkiem że samo się nazbyt mocno nie nagrzewa. Oczywiście, zwiększy to nieco straty napięcia.
Dodano po 36 [minuty]:
JasiuB wrote:
Czołem.
MJ2955 jest w cudzysłowie, bo jest wykonany technologią epitaksjalno planarną i ma inny bezpieczny obszar pracy (BOP) niż 2N3055, a to dla tranzystorów mocy parametr bardzo istotny. MJ3055 też jest epitaksjalno planarny, a zatem para MJ3055/2955 to ta sama technologia i podobny BOP.
Czy jednak na pewno epitaksjalno-planarny, a nie z epitaksjalną bazą? Klasyczne eitaksjalno-planarne tranzystory mocy to BD354/355. Maja one niejednorodną bazę wykonywaną metodą dyfuzji wskutek czego słyną one z wysokiej fT (30MHz), ale jeszcze bardziej z tragicznie dużej podatności na drugie przebicie. MJ3055 cechuje się natomiast (wg alldatasheet) fT≧2MHz (podobnie dla MJ2955 ft≧2,5MHz) a są to wartości charakterystyczne właśnie dla tranzystorów z epitaksjalną bazą, jak BD237/238, BD395/396, TIP41/42 etc. Epitaksjalna baza z racji technologi wykonania jest jednorodna (tak jak w tranzystorach stopowych) stąd niewielka fT ale mała podatność na drugie przebicie, wskutek czego tranzystory wykonywane tą technologią stosuje się w końcówkach mocy powszechnie, mimo nienadzwyczajnych parametrów częstotliwościowych.
Quote:
Zaś komplementarne 2N3055 i BDX18 (przynajmniej wczesne) to technologia "homotaxial base", o szerszym BOP (a za to mniejszej częstotliwości granicznej).
Trzeba istotnie przyznać, że pierwotne, hometaksjalne 2N3055 (też z bazą jednorodną ale grubszą niż baza epitaksjalna) miały jeszcze niższą fT, zaledwie 0,8MHz i pod tym względem znacznie ustępowały BDX18 (najpewniej wykonywanym technologią epitaksjalnej bazy) którym od początku podawano fT≧4MHz. Przynajmniej ja nie przypominam sobie aby podawano mniej.
A ponieważ mowa była zrazu o tranzystorach sowieckich - to w ichnich katalogach panuje pełen galimatias. Wszelkie tranzystory krzemowe wykonywane metodą dyfuzyjną które nie są tranzystorami planarnymi określa się mianem mesa-planarnch (miezaplanarnyj). Tym samym wrzucono do jednego wora zarówno takie typy jak KT816/817 (ich parametry, w szczególności fT na poziomie pojedynczym MHz wskazywałyby na technologię epitaksjalnej bazy) jak i KT805 cechujące się fT≧20MHz co jednoznacznie wykluczałoby bazę epitaksjalną a więc jednorodną), wreszcie wysokonapięciowe KT838 które to tranzystory wykonuje się najpewniej metodą potrójnej dyfuzji, podobnie jak nasze buty.
Naprawdę masz МП40Б? Nigdy takich nie miałem w ręku, a we wszystkich znanych mi katalogach występują tylko МП40 oraz МП40A. Google.ru dają pozytywne wyniki, ale dotyczą one zdezaktualizowanych ofert na stronach typu All... Sytuacja wygląda zatem podobnie jak z mitycznym TG41. Może miałeś na myśli МП42Б? Widziałem zresztą kiedyś egzemplarz Zwiezdoćki z zastosowniem МП42 w miejsce МП41, oficjalnie komplementarnych do МП38.
Trochę tak, trochę siak... Mam MP40B (dwa) pozyskane w kupionym wiadrze petów z demontażu - czyli istnieją. W katalogu jest P14B (to niby to samo, ale starsze albo militarne), a w naturze ich nie mam. Do doświadczeń dobierałem z różnych, kierując się pomiarami.
Quote:
A spośród pnp - które były najlepsze? Te były bardziej krytyczne w stopniu końcowym (z uwagi na bootstrap), skoro w sterującym pracował również pnp.
Nie pamiętam - nie przejmowałem się tym, bo w końcu znacznie lepszych do tego celu germanowych tranzystorów PNP, nawet petów, jest od groma.
Quote:
Ale przesunięć fazowych (co z tego że szczątkowych o poziomie takim jakiego należy się podziewać przy 1kHz wskutek tego że pasmo wzmacniacza wynosi np. 20Hz - 20kHz) wówczas nie skompensujesz.
Z tym poradzi sobie każdy dwukanałowy generator DDS. Chyba jest też takowy software (z możliwością regulacji fazy pomiędzy kanałami) na kartę dźwiękową w PC.
PMZ-ty, z którymi miałem do czynienia (8 i 11) są sumie dosyć toporne - zakres 0,3%, pomiary poniżej 0,1% to raczej fikcja. Nie wierzył bym więc w precyzję jego torów wzmacniaczy - po co miały by być lepsze? Obserwacje (bo nie nazwał bym tego pomiarami) kompensacyjne to też rzecz raczej subiektywna i nieprecyzyjna.
Do oceny przyczyny zniekształceń warto też popatrzeć na sygnały w poszczególnych stopniach przy zapiętym sprzężeniu zwrotnym - są podbite tam, gdzie następne stopnie je tłumią. Przy znaczącym sprzężeniu zwrotnym widać to bardzo wyraźnie.
Edit:
-> Tomek: Oczywiście epitksjalna baza. Ja jestem materiałowiec, a przez techniki planarne rozumiem te, gdzie wszystkie procesy są prowadzone z jednej strony wafelka . Epibaza chyba do takich należy? Fakt, że obecnie nazwy używa się raczej do wielokrotnej dyfuzji.
Mam MP40B (dwa) pozyskane w kupionym wiadrze petów z demontażu - czyli istnieją.
A więc białe kruki, zupełnie jak TG73. Widać niewiele petów z partii produkcyjnej МП39÷41 wykazuje zarówno UCB≧30V i jednocześnie dostatecznie wysoką betę.
Quote:
Z tym poradzi sobie każdy dwukanałowy generator DDS. Chyba jest też takowy software (z możliwością regulacji fazy pomiędzy kanałami) na kartę dźwiękową w PC.
Niemniej jednak trzeba taki generator lub kartę z możliwością precyzyjnego przesuwania fazy między kanałami mieć. Poza tym stosując powyższą metodę zdajemy się na dwa różne generatory, i po odjęciu ich przebiegów nie mamy całkowitej pewności czy pozostały na ekranie oscyloskopu zniekształcenia wnoszone przez sam wzmacniacz, czy też oscyloskop, a może jednak są one przynajmniej po części zawarte w samym przebiegu wyjściowym obu generatorów. Trzeba zawczasu przeprowadzić ślepą próbę, odejmując same przebiegi bez pośredniczącego badanego wzmacniacza. Cały dowcip zaproponowanej przeze mnie procedury polega na tym, że przebiegi wejściowy i wyjściowy pochodzą z jednego generatora, i odejmowane są przy użyciu sieci pasywnej, wolnej od nieliniowości.
Quote:
Obserwacje (bo nie nazwał bym tego pomiarami) kompensacyjne to też rzecz raczej subiektywna i nieprecyzyjna.
Na upartego dałoby się zmierzyć THD, mierząc wartość skuteczną odkształconego przebiegu różnicowego miernikiem TrueRMS, oczywiście pamiętając o tłumieniu wnoszonym przez dzielnik kompensacyjny. Oczywiście, pomiaru widma to nie zastąpi. Ale też zastępować nie miało, ale go uzupełniać. Znaczenie owych obserwacji polega na tym że częstokroć pozwala zidentyfikować źródło powstawania zniekształceń, i w miarę możliwości się ich pozbyć. Przykładowo: wzmacniacze scalone UL1481 wykazują w pomiarach przy katalogowej aplikacji zniekształcenia THD na poziomie dziesiątych części procenta a nawet pojedynczych procentów, co mieści się w danych katalogowych. Pomiar widma wykazuje gęsty grzebień harmonicznych wysokiego rzędu, co każe spodziewać się kiepskich raczej parametrów, w tym wysokiego współczynnika zniekształceń intermodulacyjnych, co również jest konsekwencją istnienia nieliniowości wysokiego rzędu i znajduje odzwierciedlenie w pomiarach. Pozornie beznadziejna sytuacja, ponieważ konstruktor sprzętu nie ma możliwości ingerencji w strukturę wzmacniacza scalonego. Tymczasem użycie kompensatora natychmiast ujawnia ciąg ostrych szpilek powstających w pobliżu przejścia przebiegu wyjściowego przez zero. Taki przebieg, jak dobrze wiemy cechuje się widmem o podobnej postaci, tj obfitością wszystkich możliwych harmonicznych, sięgających bardzo wysoko. Analiza struktury układu scalonego podpowiada usunięcie kondensatora łączącego końcówkę korekcji częstotliwościowej z masą i pozostawienie tylko kondensatora łączącego koncówkę korekcyjną z wyjściem. I wówczas szpilki znikają! Nie wiadomo tylko czy tak zrealizowana korekcja pozwoli na stabilną pracę wzmacniacza z dowolnymi zespołami głośnikowymi, których impedancja częstokroć wykazuje duże składowe reaktancyjne dla dużych częstotliwości. Ale skoro tak - to tym gorzej dla producentów takich spartolonych zespołów głośnikowych. Koronnym przykładem mogą być tu kolumny KEF Q4 o deklarowanej przez producenta impedancji 8Ω, która jednak spada do niewiele ponad 3Ω ale dla częstotliwości... niskich, w okolicach 100Hz. Tak jak się na tej podstawie należało spodziewać - po otwarciu zespołu okazuje się że głośnik niskotonowy ma impedancję 4Ω Producent dopuścił się w tym wypadku ordynarnego oszustwa. Zaś myślący konstruktor wzmacniaczy zamiast łykać jak młody pelikan cegłę to co mu wciska producent kolumn powinien wyciągnąć z tego właściwe wnioski i traktować ten zespół tak jakby miał 4Ω. A najlepiej nie używać tego zespołu, zaś nieuczciwego producenta omijać szerokim łukiem.
Quote:
Do oceny przyczyny zniekształceń warto też popatrzeć na sygnały w poszczególnych stopniach przy zapiętym sprzężeniu zwrotnym - są podbite tam, gdzie następne stopnie je tłumią. Przy znaczącym sprzężeniu zwrotnym widać to bardzo wyraźnie.
Często można i przyczynę zniekształceń w ten sposób wykryć. Przykładowo: strome skoki napięcia w pobliżu przejścia przez zero na wyjściu stopnia sterującego końcowym wtórnikiem komplementarnym każą spodziewać się zbyt małego prądu spoczynkowego i w konsekwencji zniekształceń skrośnych, nawet gdy na oscylogramie zdjętym z wyjścia na pierwszy rzut oka ich nie widać. Niestety niedasie w ten sposób wykryć np. silnych odkształceń w prądzie bazy tegoż stopnia sterującego, co świadczyłoby o wchodzeniu tranzystora w nasycenie przy napięciu wyższym niż spodziewane 100mV (trzeba by mieć sondę prądową o mikroamperowej czułości). Takie rzeczy tylko w symulacjach komputerowych. Ale użycie metody kompensacyjnej i skonfrontownie jej z wynikami symulacji może i w takim wypadku naprowadzić na właściwy trop. O ile rzecz jasna ma się rzetelne modele tranzystorów.
Quote:
przez techniki planarne rozumiem te, gdzie wszystkie procesy są prowadzone z jednej strony wafelka . Epibaza chyba do takich należy?
Oczywiście. Z zasady wytrawia się warstwę epitaksjalną wokół brzegów kryształu (chodzi niechybnie o to aby złącze p-n nie dochodziło do miejsc nacinanych a następnie łamanych, a więc o zupełnie niepowtarzalnej geometrii). Upodabnia to takie tranzystory do klasycznych tranzystorów mesa (podwójnie dyfundowanych lub mesa-stopowych, gdzie złącze emiterowe wykonywano metodą stopową). Niechybnie dlatego właśnie sowieci nazywają swoje koty z epitaksjalną bazą miezaplanarnymi, jako że dyfuzyjne złącze baza-emiter jest identyczne jak w typowych tranzystorach planarnych.
Z tym poradzi sobie każdy dwukanałowy generator DDS. Chyba jest też takowy software (z możliwością regulacji fazy pomiędzy kanałami) na kartę dźwiękową w PC.
Niemniej jednak trzeba taki generator lub kartę z możliwością precyzyjnego przesuwania fazy między kanałami mieć. Poza tym stosując powyższą metodę zdajemy się na dwa różne generatory, i po odjęciu ich przebiegów nie mamy całkowitej pewności czy pozostały na ekranie oscyloskopu zniekształcenia wnoszone przez sam wzmacniacz, czy też oscyloskop, a może jednak są one przynajmniej po części zawarte w samym przebiegu wyjściowym obu generatorów.
A cóż to za problem "mieć" darmowe oprogramowanie na PC? Praktycznie zaś każda karta wystarczy by obmierzyć składaki na tranzystorach germanowych czy lampach. Jeżeli będzie 24bity/96 kHz to już z naprawdę dobrą precyzją. Zsynchronizowane generatory cyfrowe są przecież praktycznie jednym generatorem i mają takie same zniekształcenia, a tory analogowe nawet zwyczajnych kart będą i tak o niebo lepsze niż regulowane "na oko" potencjometry.
Jeżeli będzie 24bity/96 kHz to już z naprawdę dobrą precyzją
24 bity - O.K., OIDP szum kwantowania jest wówczas na poziomie -144dB czyli THD+N generatora wynikające z kwantowania powinny teoretycznie zmieścić się w jakichś milionowych częściach procenta. Dużo gorzej z częstotliwością próbkowania: przy 96kHz krok przesunięcia fazy przy 1kHz wynosi 360°/96kHz = 3,75° = 0.0654 rad - prawidłowo rozumuję? Przy takim zdawałoby się nic nieznaczącym przesunięciu fazy (niechaj i będzie że dwukrotnie mniejszym, bo można do ideału zbliżyć się zarówno od góry jak i od dołu) i zaniedbaniu funkcji sinus (z racji tego że mamy do czynienia z bardzo małymi kątami) szczątkowe napięcie różnicowe w najbardziej niekorzystnym przypadku może wynieść 6,44% napięcia wyjściowego (znów jeżeli prawidłowo te wektory rozrysowałem To jest przeszło dwudziestokrotnie bardziej toporne od PMZ-ty na najczulszym zakresie. Oczywiście można badać wzmacniacz przy 10-krotnie mniejszej częstotliwości, ale wtedy przeszkadzające napięcie będzie stanowiło jeszcze 0,644% napięcia wyjściowego, a istotnych dla jakości wzmacniacza efektów dynamicznych możemy przy tak małej częstotliwości już nie wykryć. O jakichkolwiek pomiarach (a właściwie wyciąganiu konstruktywnych wniosków przy 10kHz a co dopiero 20kHz) nie może już być mowy, bowiem zniekształcenia zostaną utopione w symbolicznie tylko skompensowanej pierwszej harmonicznej; przyzwoity wzmacniacz przy tych częstotliwościach będzie miał przesunięcie fazy mniejsze niż krok oferowany przez kartę.
Tranzystory germanowe przydały mi się nie tylko do zabawy z audio.
Do mojej pracy inżynierskiej też się przydały, mocno poprawiając sprawność układu ograniczania prądu.
Normalny tranzystor zawarty w uA723 zaczyna ograniczać przy 600-700mV.
Ten GT404I zaczyna to robić przy około 55mV.
Trafo jest na styk i słabo się wyrabia przy dużym prądzie więc każdy spadek boli. Koniec końców i tak pewnie będzie wstawiany inny bo jak napięcie sieci siada nieco poniżej 230V to zaczyna już obcinać napięcie.
Kombinowałem ze wzmacniaczem różnicowym ale wzbudzało się to niemiłosiernie, mimo kombinowania z kompensacją.
Moją pracą jest przyrząd cyfrowy do pomiaru charakterystyk tranzystorów i diod.
Jest to o tyle fajne że po drobnych modyfikacjach można mierzyć tranzystory typu PNP a więc i większość germanowych tranzystorów mocy.
Zasadniczo ma być do mierzenia NPN oraz Nmos/iGBT ale po zdaniu pracy zapewne przerobię też na PNP i być może Jfet oraz lampy małej mocy.
Jeżeli będzie 24bity/96 kHz to już z naprawdę dobrą precyzją
24 bity - O.K., OIDP szum kwantowania jest wówczas na poziomie -144dB czyli THD+N generatora wynikające z kwantowania powinny teoretycznie zmieścić się w jakichś milionowych częściach procenta. Dużo gorzej z częstotliwością próbkowania: przy 96kHz krok przesunięcia fazy przy 1kHz wynosi 360°/96kHz = 3,75° = 0.0654 rad - prawidłowo rozumuję?
Nie. Przesunięcie fazy może być wygenerowane nie tylko poprzez "przesunięcie kwantu" przetwarzania, ale również subtelniej - poprzez odpowiednią modyfikację wielkości wpisywanych do przetwornika. Programy tego typu na PC mają rozdzielczość fazy przebiegu sinusoidalnego na poziomie 0,1 - 0,05 stopnia. Na przykład ten:
http://www.daqarta.com/dw_nn0p.htm
Fakt, założyłem że algorytmy generowania przebiegu sinusoidalnego działają tak że przejścia przez zero wypadają w momencie próbkowania. Skoro jednak jest jak piszesz - odpada moje zastrzeżenie odnośnie fazy, pozostają jednak wątpliwości co do liniowości wzmacniaczy Y w oscyloskopie. One z uwagi na szerokopasmowość często pracują ze słabym ogólnym USZ, albo tylko ze sprzężeniami lokalnymi (patrz układ scalony µA733 przeznaczony do takich zastosowań). Dlatego nadal obstaję przy rezystorowym sumowaniu przebiegów z wejścia i wyjścia. W tym momencie układ sumujący radykalnie się upraszcza, sprowadzając się do dwóch jednakowych rezystorów (aby zniekształcenia wzmacniacza były tłumione przez dzielnik w stosunku 1:2 a nie większym) a potencjometry potrzebne nie są. Nie trzeba również ingerować w strukturę wzmacniacza wchodząc na wejście odwracające, zamiast na normalnie używane nieodwracajace, bowiem odwrócenie fazy zapewni dwukanałowy generator. Drugi kanał oscyloskopu przyda się natomiast do obserwacji oryginalnego przebiegu wyjściowego, dzięki czemu będzie można na bieżąco kontrolować jego amplitudę i umiejscowić na jego tle przebieg zniekształceń co znacznie ułatwi zinterpretowanie ich i znalezienie przyczyny ich powstawania.
pozostają jednak wątpliwości co do liniowości wzmacniaczy Y w oscyloskopie.
Szerokopasmowość jest nam niepotrzebna, zatem co za problem wykorzystać software'owy oscyloskop na PC z kartą dźwiękową i całą jej precyzją?
Różnice w liniowości kanałów oscyloskopu (a jednocześnie i sondy czy kabelki) można zaś sprawdzić w 10 sekund przyłączając obydwa wejścia do tego samego sygnału. Przy okazji skompensuje się jednakowo obie sondy. Oczywiście chińskie sondy za dychę, rozklekotany oscyloskop czy cyfrowy a odejmujący sygnały ośmiobitowo szybko się objawią, a precyzja niestety będzie naprawdę droga. Program na PC pewnie zaś darmowy.
-> pawelr98: Twój post zmobilizował mnie do poszukania w piwnicy zwłok zasilacza na germańcach. Zbudowany w 1975 na kilku TG70 i TG50. Nie pokażę konstrukcji, bo się wstydzę . Nie wytrzymał ładowana akumulatora PF126 - kilka razy naładował, a później nie udawało się ustawić niskich napięć bez dużego obciążenia. Z 8 tranzystorów 5 nie nadaje się do niczego. Nie potrafiłem ocenić dopuszczalnych warunków pracy TG70. Reanimuję go, a w zasadzie ubuduję od nowa, trochę pewnie poprawiając. Będę miał germanowy zasilacz laboratoryjny A.D. 2019. Perwersja. Mogę w Twoim wątku, czy założyć nowy?
Lubię sobie poczytać dobrą dyskusję na temat zamierzchłej techniki .
Na PC można trochę poużerać się z DSSF3.
Niby wersja trial wyświetla komunikat o braku licencji ale można go ignorować i jakoś dalej mierzyć. Bywa to uciążliwe (o ile pamiętam zamykały się okienka) ale podczas sporadycznych pomiarów można przeżyć.
Tylko warto wpierw zrobić przebieg testowy, spinając wyjście karty z jej wejściem.
Wtedy widać jakie mamy początkowe THD wynikające z samego toru pomiarowego.
Oprócz THD można pomierzyć też pasmo przenoszenia i inne parametry.
Ja z GT404 miałem jeszcze trochę przygód próbując implementować sterowane cyfrowo ograniczenie prądowe. Prąd zerowy Kolektor-Baza płatał figle. Było ciekawe zjawisko gdzie zwiększanie rezystancji w bazie bardziej wysterowywało tranzystor. Myślałem to zjawisko wykorzystać(możliwość sterowania od pojedynczych mA przy bardzo znikomym spadku napięcia na boczniku) ale było silnie zależne od napięcia na tranzystorze i na dodatek nieliniowe.
Ale koniec końców dałem sztywno 2A sprzętowo. Przy 2A nawet na pełnym zwarciu (Vce gdzieś ok.30V) nie upali się końcówka na dwóch KT803.
Fajne tranzystorki ale beta prawie żadna bo 10-15. Trzeba było dorzucić trzeciego jako sterujący bo BD139 już się słabo wyrabiał z ciepełkiem.
No niby można było dać tam pojedynczego 2N3055 albo nawet i KD502. Ale skoro mam worek pełen KT803 to po co marnować lepsze. Zwłaszcza że mam z epoki które na bank są oryginalne. Będę przy okazji oryginalny stosując w 2019 roku elementy produkcji ZSRR i łącząc je z nowoczesnymi elementami cyfrowymi z tej dekady.
Choć nie byłbym tego taki pewien bo w różnych całkiem nowych projektach/urządzeniach na PG też widuję elementy sprzed paru dekad. Przewijają się układy CEMI, rezystory MŁT i jakieś półprzewodniki/scalaki Tesli.
Sądząc po stertach części znajdywanych w niektórych laboratoriach nie spodziewam się aby te elementy się skończyły w najbliższym czasie.
Widywałem świeżo co otwarte pudełka rezystorów MŁT.
Budując zasilacz posiłkowałem się książką Sońty "Wybór praktycznych układów tranzystorowych", a konkretniej tym:
Abstrakcyjne wówczas tranzystory 2N278 były opisane w dodatku na końcu książki jako "55W", a TG70 jako "10W". Pomyślałem sobie, że jeżeli zmiejszę napięcie i natężenie tak, by maksymalna tracona moc była 5-6 razy mniejsza, to TG70 "się wyrobią". O porządnym tego oszacowaniu nikt dookoła nie miał pojęcia...
Niestety, wyrobić się nie mogło. 2N278 katalogową moc przy temperaturze obudowy 25 stopni mają 150W, w książce był błąd (jeden z niewielu, jak na ówczesne czasy książka była bardzo dobra). Co gorsza naksymalna temperatura złącza to 100 stopni (TG70 mają 75). Co to znaczy najlepiej widać na rysunku (tracona moc w funkcji temperatury obudowy dla różnych tranzystorów):
Oj mizerne te nasze germany... Odbudowa zasilacza trwa, zamiast pięciu TG70 będzie jeden 2N4281 i nie sądzę, by mu cokolwiek zagrażało .
Radiator będzie ładniejszy, a stary zostanie wykorzystany do doświadczeń z układem wzmacniacza z postu #20 tego wątku.
W przygotowaniu trzy wersje:
1) Pety CCCP (MP37, MP40, P216)
2) Wczesny Układ Warszawski (106NU70, TG50, 103NU71, i mocy jakiś węgierski albo rumuński SFT)
3) Najlepsze jakie mam - nasze, acetki, japońskie, amerykańskie - byle germany. W końcówce pewnie AL112.
Zobaczymy na ile się będą różniły.
Póżniej jeszcze dwa doświadczenia - klasyczny układ z bipolarnym zasilaniem i wzmacniaczem różnicowym, a na koniec dołożymy zwierciadło prądowe, dodatkowy wtórnik w driverze i trójki jak w "Quad 303" w końcówce. To chyba jednak już w osobnym wątku.
W przypadku tranzystorów krzemowych szacuję zwykle że przy sporym klocu aluminium z umiarkowaną aktywną wentylacją na tranzystorze można wytracić ok. połowę mocy podawanej przy Tc=25°C. I generalnie moje "dane eksperymentalne" raczej się z tym pokrywają.
Dla germanów szacowałbym niżej bo one i tak mają swoje "problemy" ujawniające się przy wyższych temperaturach.
Jednak ten schemat ma coś co raczej nie budzi mojego zaufania czyli kondensator 4000µF na wyjściu. Jakieś 100-200µF to w porządku ale taka olbrzymia wartość może narobić zniszczeń w razie zwarcia. Można odparować niejedno połączenie. Mój własny zasilacz warsztatowy ma bodajże jakieś 10µF.
Miernik wykonywany w ramach pracy inżynierskiej sobie ładnie pracuje. Muszę to tylko jeszcze ładnie opisać.
Może potem dam mu do zmierzenia TG70.
Porównanie KD502 kontra 2N3055 to różnica niebo-ziemia.
2N3055 produkcji Tungsram przy Ib=10mA wykazuje betę ok.40.
Przy takich samych warunkach pomiarowych KD502 wykazuje już betę ponad 130.
Aż zaczęło odkształcać charakterystykę ze względu na nagrzewanie się struktury podczas pomiaru.
2N3055 ze swoją mniejszą betą nie cierpiał już na ten problem.
A te tranzystory stosowano czasem zamiennie z tego co widywałem na schematach i na zdjęciach różnych urządzeń.
W przypadku tranzystorów krzemowych szacuję zwykle że przy sporym klocu aluminium z umiarkowaną aktywną wentylacją na tranzystorze można wytracić ok. połowę mocy podawanej przy Tc=25°C. I generalnie moje "dane eksperymentalne" raczej się z tym pokrywają.
Dla germanów szacowałbym niżej bo one i tak mają swoje "problemy" ujawniające się przy wyższych temperaturach.
Takie zgadywanie jest niebezpieczne - łatwo przekroczyć nieco temperaturę złącza i po jakimś czasie tranzystor przestanie trzymać parametry, nawet jeżeli początkowo wytrzymuje. Można to oszacować znacznie lepiej, jest proste, daje się to zrobić nawet w pamięci. Jest kupa stron w Internecie na ten temat, na przykład: https://www.electronics-cooling.com/1995/06/how-to-select-a-heat-sink/
pawelr98 wrote:
Jednak ten schemat ma coś co raczej nie budzi mojego zaufania czyli kondensator 4000µF na wyjściu. Jakieś 100-200µF to w porządku ale taka olbrzymia wartość może narobić zniszczeń w razie zwarcia. Można odparować niejedno połączenie. Mój własny zasilacz warsztatowy ma bodajże jakieś 10µF.
To zależy do czego był przeznaczony. On ma spory opór wyjściowy, to bardziej zasilacz regulowany niż stabilizowany. Może była potrzebna mała impedancja wyjściowa dla sygnałów zmiennych?
pawelr98 wrote:
Porównanie KD502 kontra 2N3055 to różnica niebo-ziemia.
E tam, one są podobne... O ile nie trafisz wyjątkowo kiepskiego jednego, a dobrego drugiego. Inna sprawa, że 2N3055 były chyba jako pierwsze masowo podrabiane i można się nadziać. Zaszargało im to opinię. Tesli nikt nie podrabiał.
Mocowo dosyć podobnie, bo co prawda przy 25 stopniach 150W/117W dla KD, to jednak duża różnica w maksymalnej temperaturze złącza 200/155 stopni dla 2N. Większa różnica jest w SOA: dla 2N3055 (Tungsrama) to 30V/4A, a dla KD502 30V/5A.
pawelr98 wrote:
2N3055 produkcji Tungsram przy Ib=10mA wykazuje betę ok.40.
Tungsram (i inne europejskie firmy) selekcjonowały te tranzystory ze względu na betę. Jak miały większą, to nazywały się nie 2N3055, a BDY73.
Istotna jest też stałość bety tych tranzystorów przy rosnącym prądzie, z czym u obu nie jest dobrze. Sprawdzałeś prąd zerowy tego KD502?
Takie zgadywanie jest niebezpieczne - łatwo przekroczyć nieco temperaturę złącza i po jakimś czasie tranzystor przestanie trzymać parametry, nawet jeżeli początkowo wytrzymuje. Można to oszacować znacznie lepiej, jest proste, daje się to zrobić nawet w pamięci. Jest kupa stron w Internecie na ten temat, na przykład: https://www.electronics-cooling.com/1995/06/how-to-select-a-heat-sink/
Liczyć sumaryczną rezystancję termiczną umiem. Natomiast "przybliżanie" stosuję jak muszę określić ile tranzystorów mi potrzeba na pokrycie mocy strat.
Bo na tym etapie nie wiem jaki dokładnie będę miał radiator czy model tranzystora. Jak już wyszukam elementy to przychodzi czas na obliczenia.
KD502 przy sporym radiatorze bez wentylacji może wytracić tak ze 65W.
Przy aktywnym już gdzieś okolice 100W powinny być możliwe.
JasiuB wrote:
E tam, one są podobne... O ile nie trafisz wyjątkowo kiepskiego jednego, a dobrego drugiego. Inna sprawa, że 2N3055 były chyba jako pierwsze masowo podrabiane i można się nadziać. Zaszargało im to opinię. Tesli nikt nie podrabiał.
Te są oryginalne, otwierałem je.
Mam w szufladzie nawet i 2N3055 produkcji RCA.
Mogę potem sprawdzić.
Za to KT803 to już bardzo żałosna beta nie przekraczająca 20. Ale to można już się domyślić patrząc na Ft=20MHz.
Podobnie dla SU169 ale to tranzystor WN, do zupełnie innych zastosowań.
JasiuB wrote:
Istotna jest też stałość bety tych tranzystorów przy rosnącym prądzie, z czym u obu nie jest dobrze. Sprawdzałeś prąd zerowy tego KD502?
Odkształcenie charakterystyki KD502 wynika z rozgrzewania się tranzystora.
Krok pomiarowy trwa coś ponad 10ms co przy 255 krokach daje czas pomiaru ponad 2,5s.
Przy około 1600mA załączył się ogranicznik prądu bo przestało rosnąć napięcie, muszę go potem podbić na 2000mA.
Prąd zerowy wynikający z tego testera to raczej błąd pomiarowy.
Przy 0V według logów ma jakieś 60mA czyli generalnie podwójna bzdura bo multimetr również tego nie potwierdzał.
Pewnie jakiś offset w scalaku mierzącym.
Tak oto wygląda losowo wybrane TG70 od jasia zmierzone moim miernikiem.
Tragedii nie ma. Troszkę się porobiły "fale dunaju" na charakterystyce.
Albo zbyt szybki pomiar albo prądy zerowe.
Wolałem dać szybki pomiar aby nie gotować TG70.
Nie wiedziałem na jakim poziomie ustali się prąd to postanowiłem nie ryzykować.
. Epibaza chyba do takich należy? Fakt, że obecnie nazwy używa się raczej do wielokrotnej dyfuzji.
Producent dopuścił się w tym wypadku ordynarnego oszustwa. 
Zaś myślący konstruktor wzmacniaczy zamiast łykać jak młody pelikan cegłę to co mu wciska producent kolumn powinien wyciągnąć z tego właściwe wnioski i traktować ten zespół tak jakby miał 4Ω. A najlepiej nie używać tego zespołu, zaś nieuczciwego producenta omijać szerokim łukiem.
To jest przeszło dwudziestokrotnie bardziej toporne od PMZ-ty na najczulszym zakresie. 
Oczywiście można badać wzmacniacz przy 10-krotnie mniejszej częstotliwości, ale wtedy przeszkadzające napięcie będzie stanowiło jeszcze 0,644% napięcia wyjściowego, a istotnych dla jakości wzmacniacza efektów dynamicznych możemy przy tak małej częstotliwości już nie wykryć. O jakichkolwiek pomiarach (a właściwie wyciąganiu konstruktywnych wniosków przy 10kHz a co dopiero 20kHz) nie może już być mowy, bowiem zniekształcenia zostaną utopione w symbolicznie tylko skompensowanej pierwszej harmonicznej; przyzwoity wzmacniacz przy tych częstotliwościach będzie miał przesunięcie fazy mniejsze niż krok oferowany przez kartę.
.
