Elektroda.pl
Elektroda.pl
X
IGE-XAO
Proszę, dodaj wyjątek dla www.elektroda.pl do Adblock.
Dzięki temu, że oglądasz reklamy, wspierasz portal i użytkowników.

Przetwornica step-down/buck - Moc strat na MOSFET

01 Maj 2018 09:36 1107 16
  • Poziom 28  
    Witam Szanownych kolegów.

    Od jakieś czasu walczę z stratami mocy na p-mosfecie w mojej przetwornicy step-down/buck . Obecnie testuje układ na obciążeniu w postaci 12V /20W żarówce. Sterując wypełnieniem PWM uzyskuje napięcia zgodne z kalkulacjami i wszystko było by dobrze gdyby nie straty na tranzystorze kluczującym p-mosfet IRF9Z34 ,który ma 0,1ΩRds( wiem , że dużo ) . Zgodnie z przewidywanymi stratami np P=i^2 *Rds gdzie np przy założeniu i= 1A moc strat wyniesie 0,1W a obudowa TO220 spokojnie powinna sobie z tym poradzić a jednak obudowa uzyskuje bardzo dużą temperature i za bardzo nie wiem gdzie leży problem - straty dynamiczne są zbyt małe bo około 0,02W .
    Schemat poniżej. Oraz dwa oscylogramy . Pierwszy na bramce mosfeta a drugi na drenie mosfeta
    Przetwornica step-down/buck - Moc strat na MOSFETPrzetwornica step-down/buck - Moc strat na MOSFETPrzetwornica step-down/buck - Moc strat na MOSFET
  • IGE-XAO
  • Poziom 15  
    Witam,
    coś mocno optymistycznie podszedł Kolega z oszacowaniem strat mocy (zamiana na ciepło) w tranzystorze.
    Korzystając z kalkulatora zamieszczonego TU oraz korzystając z danych, a jakie Kolega zamieścił tu na schemacie oraz oscylogramie, uruchomiłem w/w kalkulator i otrzymałem takie wyniki (przyjąłem wartość prądu obciążenia na 1A) symulacji:
    Przetwornica step-down/buck - Moc strat na MOSFET
    Korzystając z w/w przebiegów policzyłem - z definicji - wartość mocy strat w tranzystorze na przewodzenie:
    Przetwornica step-down/buck - Moc strat na MOSFET

    Jak widać jest to przeszło 2.3 razy (0.23W/0.1W) więcej od tego, co Kolega sobie "policzył", a do tego należy dodać jeszcze straty mocy w tranzystorze na komutację.
    Natomiast przyjęcie - i na podstawie czego? - w/w strat na komutację:
    .Wiśnia napisał:
    straty dynamiczne są zbyt małe bo około 0,02W
    to chyba tylko "pobożne życzenie".
    Już na zamieszczonym oscylogramie wyraźnie widać przebiegi w czasie ich narastania oraz opadania, a to świadczy o tym, iż są to ZNACZĄCE czasy oraz generuje to ZNACZNIE WIĘKSZĄ sumaryczną moc strat w zastosowanym tranzystorze.

    Pomiędzy wierszami wyczytałem, iż ten tranzystor jest bez radiatora, a jeśli tak to poprzez pomiar temperatury jego "blaszki" - drenu - da się oszacować wartość traconej w nim mocy.

    Pozdrawiam
  • Poziom 28  
    PCONDmosfet = IOUT ^2 x RDSon x Duty na straty statyczne oraz PSWmosfet=0.5 x VD x ID x (tSWon + tSWoff) x fs na straty dynamiczne a zaczerpnąłem wiedzy z : https://www.maximintegrated.com/en/app-notes/index.mvp/id/4266 . Przebieg narastania na drenie a z niego się przelicza straty jest w porządku - nie ma jakiś mega wielkich opóźnień[/size]
  • Poziom 15  
    .Wiśnia napisał:
    PCONDmosfet = IOUT2 x RDSon x (VOUT / VIN) na straty statyczne oraz PSWmosfet=0.5 x VD x ID x (tSWon + tSWoff) x fs na straty dynamiczne a zaczerpnąłem wiedzy z : https://www.maximintegrated.com/en/app-notes/index.mvp/id/4266 . Przebieg narastania na drenie a z niego się przelicza straty jest w porządku - nie ma jakiś mega wielkich opóźnień
    Jednak, co widzę, Kolega odpisał w/w wzory - jak dla mnie niezrozumiałe, a jest po lewej stronie okna edycji panel -> Symbole inżynierskie i warto z niego skorzystać, również z funkcjonalności Rozmiar: [Mały/Normalny/Duży/Ogromny] by uczynić zapis wieloliterowego oznaczenia powszechnie zrozumiałym - jednak, co widzę, ich nie rozumie.
    Choćby dlatego, iż we wzorze na straty przewodzenia pominął podany tam parametr D:
    Przetwornica step-down/buck - Moc strat na MOSFET
    a jak jego wartość uwzględnić - jego wartość jest mniejsza od 1; D <1 - to policzone przedmiotowe straty na przewodzenie będą mniejszego od wartości co Kolega tu "policzył" - 0.1W - czyli mniej jak 0.1W.
    Ja policzyłem jeszcze raz (a w poprzednim moim poście poprawiłem obliczenia, ponieważ policzyłem za wiele) i dostałem wynik 0.23W, a gdzie straty na przełączanie.

    Wobec powyższego, z przykrością muszę stwierdzić, iż tamto, to można nazwać Radosną Twórczością - co Kolega tu podlinkował - i nijak ma się to do obiektywnej prawdy.

    EDIT [godz. 14:40]:
    Poszukałem Noty Katalogowej tego tranzystora: IRF9Z34
    Wykonałem też sprawdzające obliczenia:
    88W/(175°C-25°C)=0.5866(6)W/°C

    A jak tam w przedmiotowej Nocie Katalogowej zauważyłem, to maksymalna wartość rezystancji RDSON wynosi aż 0.14Ω (przyjmowana była tu wartość 0.1Ω), a wtedy moc strat na samo przewodzenie wzrośnie do wartości: 0.272W tyle - plus straty na przełączanie - uwzględniłem w moich poniższych obliczeniach:
    62°K/W•1W=62.0°C
    tyle wyniesie przyrost temperatury złącza ponad nominalnie przyjmowane 25°C temperatury otoczenia dla przypadku, kiedy ów tranzystor pracuje bez radiatora, a co w sumie daje:
    62.0°C+25.0°C=87°C
    Wniosek: należy ten tranzystor zaopatrzyć w stosowny radiator.
  • Poziom 28  
    Przepraszam mój błąd z pominięciem D , poza tym myślałem , że jak producent taki jak MAXIM opisuje metodykę przeliczania strat na MOSFETach to ma racje opartą o doświadczenia co nierzadko pokazuje . Skąd zatem te różnice?
  • Pomocny post
    Poziom 15  
    .Wiśnia napisał:
    Przepraszam mój błąd z pominięciem D
    Proszę...

    .Wiśnia napisał:
    ... poza tym myślałem, że jak producent taki jak MAXIM opisuje metodykę przeliczania strat na MOSFETach to ma racje opartą o doświadczenia co nierzadko pokazuje.
    MAXIM, nieMAXIM, mało to ważne - widziałem podobne "knoty" i u innych firm.
    Wzory przybliżone, to chadzanie na niebezpieczne skróty, a co tu pokazałem, i ile takie wzory są warte.

    .Wiśnia napisał:
    Skąd zatem te różnice?
    Nie wiem, i nie mam zamiaru dochodzić tam tego "co autor miał na myśli", bo i po co?
    Znam wzory dokładne, mam i znam do tego stosowne narzędzie - program MathCAD - oraz sprawdzone do tego celu symulatory, jak np.: TU, a tam: Przetwornice DC/DC i dalej tam do wyboru stosowny układ, jak w przypadku Kolegi: Buck Converter.
  • IGE-XAO
  • Moderator Projektowanie
    Duży rezystor na bramkę może powodować wzrost strat spowodowanych przełączaniem.

    Ograniczając prąd ładowania się bramki mosfetu wydłużasz czas przejściowy i straty dynamiczne.

    Zmniejsz ten rezystor na 10-50ohm i zobacz czy straty się zmniejszyły.
  • Poziom 28  
    @OldesMatuzalem ,dzięki za extra info.
    @_lazor_ ostatecznie wyrzuciłem jakikolwiek rezystor . Nie wiem jak można szybciej rozładować Cg =620pF ,poniżej oscylogram dla bramy .
    Tranzystory zmieniłem na BC847B oraz BC857B lekka poprawa.
    Przetwornica step-down/buck - Moc strat na MOSFET
  • Poziom 43  
    .Wiśnia napisał:
    Nie wiem jak można szybciej rozładować Cg =620pF ,poniżej oscylogram dla bramy .
    Sposobów jest kilka:
    Przetwornica step-down/buck - Moc strat na MOSFET
    C1 kondensator przyśpieszający przeładowanie pojemności wejściowej Q1 - ten poprawi najwięcej.
    R1 mniejsza wartość, poprawia czas narastania napięcia na kolektorze Q1
    D1 doda Schottky-ego uniemożliwiająca nasycenie Q1 co poprawia czas wyłączenia Q1
    brak rezystorów w bazach Q2 i Q3 - niepotrzebne
    R4 o mniejszej wartości.
    Q2 i Q3 lepiej żeby były BC327/337 albo BC817/807 (SMD) lepiej radzą sobie z dużymi prądami ładowania bramki.

    Poza tym założenie że driver ma do przeładowania tylko 620pF jest znacząco niedoszacowane, lepiej posługiwać się Qg=34nC bo to pojemność nieliniowa, liniowy kondensator 620pF przy 10V zgromadził by tylko 6,2nC to jest 5,5 krotnie mniej.

    Nie widzę na twoim schemacie kondensatora magazynującego energię na wejściu, przypuszczam że napięcie na wejściu dalekie jest od stałego i stąd takie powykrzywiane przebiegi na drenie.
  • Poziom 28  
    @jarek_lnx
    dzięki za sugestie . Wdrożyłem troje rozwiązanie ale bez rezystora R4 i dioda to 1n5819( innej nie mieli ) jest zdecydowana poprawa .Ciekaw jest co można jeszcze wycisnąć z tego irf bo DataSheet mówi o ~100ns a jest 10x więcej. Czy zwiększenie pojemności czy zmiana diody na szybszą coś pomoże . Oscylogramy w załączeniu z drena. Zastanawia mnie jakie teraz są teoretyczne straty - tranzystor jest wyraźnie ciepły przy 1A obciążeniu, przy 2-óch już parzy .
    Przetwornica step-down/buck - Moc strat na MOSFETPrzetwornica step-down/buck - Moc strat na MOSFET[/b]
  • Moderator Projektowanie
    A na czym masz ten układ? jeśli na pająku i przewody lub ścieżki są długie do bramki to będzie to wydłużało czas przełączenia się klucza.
  • Poziom 43  
    Cytat:
    Wdrożyłem troje rozwiązanie ale bez rezystora R4 i dioda to 1n5819( innej nie mieli ) jest zdecydowana poprawa
    "Duża" dioda o sporej pojemności ma prawo spowalniać, sprawdź bez niej, przynajmniej zbocze opadające powinno być szybsze, narastające będzie opóźnione przez nasycenie, a jak z czasem narastania sprawdź sam.
    Tą samą ideę można zrealizować na zwykłych diodach p-n 1N4148 lub podobnych
    http://home.mira.net/~gnb/audio/bakerclamp.html
    Cytat:
    Czy zwiększenie pojemności czy zmiana diody na szybszą coś pomoże .
    Pojemność C1 powinna być dobrana do pojemności wejściowej tranzystora, podałem w miarę typową wartość, może uda ci się coś poprawić, o ile szybkości narastania i opadania źródła sygnału są odpowiednio szybkie. Co do 1n5819 ona jest szybka, ale dioda mniejszej mocy będzie miała mniejszą pojemność złączową a to robi dużą różnicę.

    Cytat:
    Ciekaw jest co można jeszcze wycisnąć z tego irf bo DataSheet mówi o ~100ns a jest 10x więcej.
    Pdf podaje typowe wartości w konkretnym układzie, nie są to wartości graniczne można uzyskać lepsze, ograniczeniem zaczyna być dopiero wewnętrzna rezystancja bramki. Jednak nie ma co przesadzać bo powyżej pewnej szybkości straty znacząco nie spadną (zostają straty statyczne) za to rosną problemy z filtracją zakłóceń bo im szybsze zbocza tym wyższa zawartość wysokich harmonicznych.

    Też jestem ciekaw fizycznej realizacji tego układu, krótkie połączenia bliskość kondensatorów odprzęgających czy sposób podłączenia oscyloskopu to wszystko ma znaczenie.


    Przetwornica step-down/buck - Moc strat na MOSFET
    Tu masz przykład jak się robi 100x szybsze drivery an elementach dyskretnych - 5ns, szybkie źródło o małej rezystancji wyjściowej - bramka z serii AC dalej rezystor zbocznikowany kondensatorem przyśpieszającym, tranzystor w układzie WE (tranzystor też szybki do nadajników na 1GHz) do tego bardzo mała rezystancja w kolektorze 50Ω, oczywiście jest Baker clamp z diodą Shottky-ego, taki układ traci sporo mocy w obwodzie sterowania, więc wymaga tranzystorów mocy, ale to normalne że szybkie układy wymagają sporych prądów i muszą być prądożerne, driver przystosowany do dużych prądów ma jeszcze dwa stopnie wzmacniające na MOSFETach.
    Nota aplikacyjna z której pochodzi, strona 20, EDIT: tu był link do George J. Krausse, Gate Driver Design for Switch-Mode Applications and the DE-SERIES MOSFET Transistor, IXYS Company, Application Note, 2001. wspomnianą notę zamieściłem w poście #16 w nocie bardzo zwracają uwagę na któtkie połączenia które po mimo tego mają znaczącą indukcyjność, a także dobre odsprzęganie zasilania. Przy mniejszych wydajnościach prądowych zrealizowanie szybkiego drivera jest znacznie prostsze, oczywiście są też gotowe scalone drivery.
  • Poziom 15  
    jarek_lnx napisał:

    Przetwornica step-down/buck - Moc strat na MOSFET
    Tu masz przykład jak się robi 100x szybsze drivery an elementach dyskretnych - 5ns, szybkie źródło o małej rezystancji wyjściowej - bramka z serii AC dalej rezystor zbocznikowany kondensatorem przyśpieszającym, tranzystor w układzie WE (tranzystor też szybki do nadajników na 1GHz) do tego bardzo mała rezystancja w kolektorze 50Ω, ...
    Chyba u Kolegi coś z podstawowymi obliczeniami nie tak, skoro powyższy układ ładuje bramkę poprzez rezystor o wartości 50Ω - włącza tranzystor - ze stałą czasową o ok. RZĄD razy większą od w/w "pobożnego życzenia" 5ns.
    Policzyłem podwójnie wartość stałej czasowej - przyjmując (wszystko z podanej tu Noty Katalogowej dla tego tranzystora), raz przyjmując podaną tam wartość pojemności wejściowej bramki 1100pF, oraz drugi raz podany tam ładunek bramki 9.9nQ - i otrzymałem zbliżone wyniki:
    50Ω•1100/(10^12)F=5.50000000000000•10^(-8)s=55.0ns,
    50Ω•((9,9/(10^9)Q)/12V)F=4.12500000000000•10^(-8)s=41.25s.
    Komentarz do powyższego sobie daruję...
  • Moderator Projektowanie
    Całkowity ładunek bramki wynosi znacznie więcej niż 9,9nC. Wartość całkowitego ładunku można odczytać z wykresu 6: Typical Gate Charge vs. Gate-to-Source Voltage i wynosi około 25nC, ale można przyjąć do obliczeń 17,5nC gdyż do tego momentu występują największe straty związane z przełączaniem.
  • Poziom 15  
    _lazor_ napisał:
    Całkowity ładunek bramki wynosi znacznie więcej niż 9,9nC. Wartość całkowitego ładunku można odczytać z wykresu 6: Typical Gate Charge vs. Gate-to-Source Voltage i wynosi około 25nC, ale można przyjąć do obliczeń 17,5nC gdyż do tego momentu występują największe straty związane z przełączaniem.
    Czyli będzie jeszcze więcej - od tego, co tu policzyłem - o prawie dwa razy, co daje wartość stałej czasowej ładowania bramki więcej jak 70ns.
  • Poziom 43  
    Zamieszczam dokument który wcześniej linkowałem.
    Nie projektowałem tego układu, chciałem na jego przykładzie pokazać które parametry są istotne w tego typu układach i jakie skutki daje mocna optymalizacja czasów narastania, innymi słowy pokazać kierunek w którym należy iść, bo jeśli chodzi o sam układ FPS-4N którego fragment pokazałem, to nie jest on gotowym rozwiązaniem dla autora tematu, jest zbyt skomplikowany, za szybki i ma zbyt dużą wydajność prądową, można by powiedzieć przerost formy nad treścią.
    Jeśli chodzi o błędy w notach aplikacyjnych to oczywiście się zdarzają, ale prawdopodobieństwo napotkania zupełnych bzdur jest bardzo niskie, szczególnie kiedy podają wyniki pomiarów, dlatego nie sprawdzałem poprawności obliczeń. Podane 5ns* dotyczy stopnia wyjściowego i ma na to znaczny znaczny wpływ indukcyjność rozproszona, a więc fragment który przedstawiłem musiał być szybszy.

    Jeśli chodzi o oszacowanie czasu narastania na kolektorze MRF857S to znaczenie ma rezystancja kolektorowa oraz pojemność wyjściowa tego tranzystora oraz obciążającego FET-a. Policzę dla części low-side bo jest mi wygodniej, dla high-side jak na rysunku MOSFET pracuje jako wtórnik źródłowy i trzeba by poczynić dalsze założenia o parametrach tego co jest w obwodzie źródła.
    MRF857S ma pojemność wyjściową 3.3pF przy 24V, danych przy niższych napięciach brak, ale wiadomo że będzie więcej przyjmijmy że 100pF (wzrostu o rząd wielkości można się spodziewać)
    Dla VN4206GV można przyjąć że przełączanie będzie pomiędzy 2v a 8V - też oszacowane z zapasem, dla takiej zmiany napięcia ładunek bramki zmienia się o 1,5nC (z wykresu gate charge vs gate voltage) wspomniane 100pF pochłonie 600pC razem 2,1nC ponieważ prąd płynie ze źródła 24V można przyjąć że kiedy tranzystor przełącza prąd niewiele odbiega od 400mA przy takim prądzie dla przeniesienia 2,1nC będzie potrzeba 5,2ns, więc nie widzę gdzie miał by być ten błąd o rząd wielkości.

    Cytat:
    Proszę poprawić link. Poprzednio umieszczony generował błąd: "Ta witryna nie umożliwia bezpiecznego połączenia Serwer archive.eetasia.com używa nieobsługiwanego protokołu. ERR_SSL_VERSION_OR_CIPHER_MISMATCH"
    U mnie błędu nie było może to kwestia przeglądarki, albo przestarzałego oprogramowania, niestety kolega wpisem moderacyjnym zablokował mi możliwość edycji więc wszelkie prośby są niemożliwe do zrealizowania.



    *a jednak popełnili błąd w obliczeniach 7,7ns zamiast 5,5ns, ale rząd wielkości się zgadza, zresztą oszacowanie indukcyjności pętli w takich układach nie jest dokładne, dlatego pomiar dał lepszy wynik.
  • Poziom 28  
    Witam
    Przepraszam za nieobecność ale natłok roboty w majowy weekend odstawił na boczny tor mały projekt.
    Układ jest obecnie na płytce uniwersalnej (wcześniej był na stykowej- brak widocznych różnic w przebiegach ) .
    Diodę 1n5819 zmieniłem na SS14( jest poprawa) oraz oraz c1 na 4,7nF(jeszcze lepiej ! ) finalnie zmieniłem R3 na 40Ohm i mam przebieg jak poniżej. Jest to najgorsze opóźnienie jakie udało mi się uzyskać - w zależności od wypełnienia PWM czas się skraca o połowę .Ktoś wie czemu może się tak dziać - źródłem PWM jest STM32F03F4P6.
    Przed zmianami - oryginalny schemat od kolegi @jarek_lnx
    Przetwornica step-down/buck - Moc strat na MOSFET
    Po zmianach opisanych w tym poście :
    Przetwornica step-down/buck - Moc strat na MOSFET