Pytanie: Czy konieczne jest umieszczanie opornika 100 Ω w bramce tranzystora MOSFET, by zachować jego stabilność?
Odpowiedź: Jeśli zadamy to pytanie dowolnemu, doświadczonemu inżynierowi - na potrzeby tej historii nazwijmy go profesorem Gureux - to powie nam, że w bramce tranzystora MOSFET musimy "umieścić opornik koło 100 Ω". Pomimo ogromnej pewności w tym stwierdzeniu, każdy może nadal zastanawiać się nad sensem montowania takiego opornika oraz doborem jego wartości. Z ciekawością przyjrzyjmy się tej kwestii i prześledźmy całe rozumowanie, jakie młody inżynier - Neubean - przeprowadzi, by sprawdzić czy Gureux ma na pewno rację (i dlaczego). Jego doświadczony mentor będzie nam towarzyszył przez cały czas i podpowiadał tak, byśmy mogli wspólnie zrozumieć, jaką dokładnie rolę w układzie pełni ten rezystor.
Pomiar prądu po stronie zasilania
Układ zaprezentowany na schemacie na rysunku 1 pokazuje nam, w jaki sposób można dokonać pomiaru prądu po stronie zasilania, to jest pomiędzy linią zasilającą a masą. Ujemne sprzężenie zwrotne w układzie próbuje doprowadzić do sytuacji, w której spadek napięcia na oporniku RGAIN będzie równy mierzonemu spadkowi napięcia VSENS. Prąd płynący poprzez opornik RGAIN płynie następnie przez tranzystor polowy (MOSFET) z kanałem typu P, do opornika ROUT, który realizuje konwersję prądu na napięcie VOUT, które mierzone jest względem masy. Całkowite wzmocnienie transkonduktancyjne w tym układzie opisane jest poniższym wzorem:
$$V_{OUT} = I_{SENSE} \times R_{SENSE} \times \frac {R_{OUT}} {R_{GAIN}}$$ (1)
Kondensator COUT, połączony równolegle z opornikiem wyjściowym, pełni rolę filtra wyjściowego i jest w pełni opcjonalny. Nawet jeżeli prąd drenu tranzystora PMOS będzie szybko nadążał za zmianami mierzonego prądu, to napięcie wyjściowe będzie miało widmo z jednym biegunem i wykładniczą charakterystyką.
Opornik, który separuje wzmacniacz operacyjny i bramkę tranzystora polowego - RGATE - ma tutaj wartość 100 Ω, dokładnie tyle ile wskazuje Gureux.
Zwiększenie rezystancji RGATE
Neubauen jest bardzo zaciekawiony tym opornikiem. Wiadomo, że duża pojemność tak sterowanej bramki tranzystora może spowodować problemy ze stabilnością układu. Podobnie będzie, jeśli zwiększymy mocno rezystancję pomiędzy wyjściem op-ampa a bramką tranzystora. Jeśli pokażemy, że RGATE i CGATE są od siebie zależne, to możliwe będzie pokazanie, że konieczność korzystania z opornika o dokładnie takim oporze (czy w zasadzie z dowolnego opornika) jest niezbędna.
Na rysunku 2 widzimy przykładowy układ, mierzący prąd po wysokiej stronie linii zasilania, jaki wykorzystamy w naszych analizach. Neubean już uruchamia SPICE w którym będzie modelować układ i chce pokazać, że wraz z zwiększaniem się rezystancji opornika RGATE pojawiać się będą problemy ze stabilnością układu - intuicja podpowiada mu, że biegun wynikający z połączenia RGATE i CGATE powinien zmniejszyć margines fazy w otwartej pętli. Jednakże, ku zdziwieniu naszego młodego adepta elektroniki, żadna wartość RGATE nie powoduje jakichkolwiek problemów w odpowiedzi w domenie czasu.
Okazuje się, że elektronika nie jest taka prosta
Po szybkim spojrzeniu na układ nawet Neubean zauważa, że musi zidentyfikować jaka jest odpowiedź impulsowa układu z otwartą pętlą sprzężenia zwrotnego. Pętla sprzężenia zwrotnego zapewnia jednostkowe, ujemne sprzężenie zwrotne i zaczyna się na wejściu odwracającym. Dlatego warto w tym momencie wykreślić dodatkowe, pomocnicze widma VS/(VP-VS) oraz VS/VE. Na rysunku 3 pokazuje wykres w domenie częstotliwości dla odpowiedzi w otwartej pętli sprzężenia.
Jak wynika z wykresu Bodego zawartego na rysunku 3 wzmocnienie DC jest bardzo małe i nie ma niczego, co wskazuje na problemy z marginesem fazy w punkcie przejścia charakterystyki przez zero wzmocnienia (w dB). Dodatkowo, jeśli przyjrzymy się całemu wykresowi, to wydaje się on dosyć dziwny, a częstotliwość podziału przypada na wartość poniżej 0,001 Hz.
Aby uprościć analizę układu, narysujmy sobie prost schemat blokowy, pokazany na rysunku 4. To znacznie ułatwi nam prześledzenie jego działania. Wybrany wzmacniacz operacyjny - LTC2063 - jak niemalże każdy op-amp ze sprzężeniem napięciowym zaczyna z dużym wzmocnieniem DC i pojedynczym biegunem. Układ wzmacnia sygnał błędu i steruje bramką PMOSa przez filtr RC z RGATE/CGATE. Kondensator CGATE oraz źródło PMOSa podłączone są wspólnie do wejścia odwracającego wzmacniacza operacyjnego. RGAIN łączy z kolei punkt ten z źródłem o niskiej impedancji. Nawet na rysunku 4 widać, że filtr RGATE/CGATE powinien powodować problemy ze stabilnością, w szczególności gdy rezystancja RGATE jest istotnie wyższa niż rezystancja RGAIN. Poza tym napięcie na CGATE, które bezpośrednio ma wpływ na prąd RGATE, ma opóźnienie względem wyjścia wzmacniacza operacyjnego.
Neubean ma już pewien pomysł, który pomoże wyjaśnić, czemu RGATE i CGATE nie powodują niestabilności układu: Napięcie bramka-źródło jest ustalone, więc układ RGATE/CGATE nie ma wpływu na działanie. Wszystko co trzeba zrobić to ustalić poziom na bramce, a źródło będzie za nim nadążać. To w końcu wtórnik źródłowy.
Profesor Gureux wie, że młody inżynier nie ma racji - tak jest tylko wtedy, gdy tranzystor PMOC działa jako normalny wzmacniacz w układzie, a tutaj tak nie jest.
Neubean postanawia zatem przeliczyć cały układ na piechotę - co jeżeli bezpośrednio zamodelujemy odpowiedź źródła PMOSa względem bramki tego tranzystora? Innymi słowy jak wygląda analityczna postać V(VS) / V(VG), czyli stosunku napięcia źródła do napięcia bramki. Zatem zacznijmy wyprowadzenie:
$$\frac {V_S} {V_E} = \frac {A} {1 + \frac {s} {\omega_A} } \times \frac {gm \times R_1 + s \times R_1 \times C_G} {gm \times R_1 + s \times R_1 \times C_G + (1 + \frac {s} {\omega_G})} $$ (2)
gdzie:
$$\omega_G = \frac {1} {R_G \times C_G}$$ (3)
A to wzmocnienie wykorzystanego op-ampa, a ωA to biegun wzmacniacza.
$$\frac {V_S} {V_G} = \frac {gm + s \times C_G } {gm + s \times C_G + \frac {1} {R_1}}$$ (4)
Neubean od razu zauważa istotny czynnik gm. Czym on jest? Dla tranzystora MOSFET opisać można go następującym wzorem:
$$gm = \sqrt {2 \times \ Kn \times Id}$$ (5)
Teraz, jeśli spojrzymy ponownie na schemat na rysunku 1 zauważymy, że w momencie, gdy prąd płynący przez RSENSE będzie równy zero, to również prąd płynący przez tranzystor będzie równy zero, gdyż PMOS w takiej sytuacji będzie zasadniczo wyłączony, niewykorzystany i niespolaryzowany. Nie będzie więc miał wzmocnienia. Gdy położymy gm = 0 to VS/VE = 0 w 0 Hz, podobnie jak VS/VG. Więc nie ma żadnego wzmocnienia, a więc okazuje się, że wykresy na rysunku 3 mogą być jednak poprawne.
Próba destabilizacji
Uzbrojony w tą nową wiedzę Neubean próbuje kilku kolejnych symulacji już teraz z niezerową wartością ISENSE.
Na rysunku 5 widzimy wykres, który jest dużo bliższy tego, co oczekiwaliśmy dla odpowiedzi impulsowej pomiędzy VE i VS. Częstotliwość przejścia przez 0 dB wynosi około 2 kHz. Dla 100 Ω w bramce, mamy całkiem spory zapas fazy dla tej częstotliwości, dla 100 kΩ trochę mniej i jeszcze mniej dla 1 MΩ, jednakże w żadnej z tych sytuacji nie możemy mówić, że układ się destabilizuje. Czy to oznacza, że rezystancja tego elementu nie ma wpływu na stabilną pracę układu? A może symulator SPICE coś pomija?
Z tą myślą Neubean udaje się do warsztatu, gdzie montuje taki układ z wykorzystaniem op-ampa LTC2063, dokładnie takiego jak w symulacji. Umieszcza w układzie RGATE o rezystancji 100 kΩ, a potem 1 MΩ i nic! nawet drobnych oscylacji. Co teraz? Kolejna próba to zwiększenie prądu drenu MOSFETa poprzez zwiększenie ISENSE, a następnie zmniejszenie oporu rezystora RGAIN. Nadal nic, układ jest stabilny.
Oznacza to powrót do symulatora i próba znalezienia czegoś, co pozwoli niebezpiecznie zredukować margines fazy w układzie tak, by był on niestabilny. Wydaje się to trudne bądź wręcz niemożliwe. O wyjaśnienie tego fenomenu Neubean zwraca się do profesora. W pierwszej kolejności Gureux nakazuje mu wszystko przeliczyć. Neubean jest przyzwyczajony do podchwytliwych zagadek swego profesora, więc zabiera się on do dalszej części analizy.
Jeden z biegunów z RGATE formować może pojemność bramki, która wynosi około 250 pF. Z najmniejszym z oporników biegun wypada na 6,4 MHz, z 100 kΩ na 6,4 kHz a z 1 MΩ przy 640 Hz. Wykorzystany LTC2063 ma pasmo (a w zasadzie iloczyn pasma i wzmocnienia - GBP) wynoszące 20 kHz. Gdy LTC2063 wzmacnia sygnał w zamkniętej pętli sprzężenia zwrotnego, jej częstotliwość graniczna z łatwością spaść może poniżej jakiemukolwiek biegunowi związanego z elementami RGATE/CGATE.
Niestabilność jest możliwa
Teraz, gdy Neubean rozumie, jaki wpływ mają parametry op-ampa na stabilność, dobiera on wzmacniacz, którego iloczyn pasma i wzmocnienia będzie na tyle duży, by z pewnością objąć biegun wynikający z rezystancji w bramce PMOSa. Wybiera LTC6255 o pasmie GBP 6,5 MHz. Zmienia on układ w symulatorze, ustawia rezystancję bramki na 100 kΩ i puszcza mierzony prąd równy 300 mA.
Następnie zwiększa on RGATE, tak by osiągnąć niestabilność w układzie. W pewnym momencie biegun ma tak niską częstotliwość, że destabilizuje układ.
Rys.6. Wykres napięcia w funkcji czasu z widocznymi oscylacjami.
Rys.7. Wykres Bodego pokazujący wyniki symulacji z dodanym prądem (VE do VS); widoczny jest niemalże brak marginesu fazy.
Na rysunku 6 oraz [/b]rysunku 7[/b] zaprezentowano wyniki symulacji dla dużej wartości rezystancji opornika RGATE. Przy stałym prądzie na poziomie 300 mA symulacja pokazuje, że układ będzie działał w niestabilny sposób.
Wyniki rzeczywistych pomiarów
Wiedząc już, jakie warunki potrzebne są do wzbudzenia oscylacji w układzie podczas pomiaru niezerowego prądu. Aby dokładnie to sprawdzić, Neubean konfiguruje schodkową zmianę prądu i mierzy przebieg w czasie dla różnych wartości RGATE. ISENSE zmienia się z 60 mA do 220 mA wykorzystując zwykły przełącznik. Nie dokonuje pomiaru dla zerowego mierzonego prądu, gdyż jak już wcześniej wskazaliśmy wzmocnienie MOSFETa jest w tym przypadku za małe.
Na rysunku 8 widzimy oscylogramy z RGATE = 100 Ω. Przebieg jest stabilny. Dopiero rezystancja 100 kΩ i 1 MΩ, powoduje, że układy nie są stabilne. Ponieważ napięcie wyjściowe jest mocno filtrowane, to napięcie na bramce najlepiej obrazuje oscylacje. Ich pojawienie się obrazuje ujemny margine fazy, a częstotliwość oscylacji pokazuje nam, jaka jest częstotliwość graniczna w układzie.
Rys.8. RGATE = 100 Ω, przejście z niskiego do wysokiego prądu.
Rys.9. RGATE = 100 Ω, przejście z wysokiego do niskiego prądu.
Rys.10. RGATE = 100 kΩ, przejście z niskiego do wysokiego prądu.
Rys.11. RGATE = 100 kΩ, przejście z wysokiego do niskiego prądu.
Rys.12. RGATE = 1 MΩ, przejście z niskiego do wysokiego prądu.
Rys.13. RGATE = 1 MΩ, przejście z wysokiego do niskiego prądu.
Podsumowanie
Na rynku obecnych jest wiele tego rodzaju scalonych układów do pomiaru prądu, po stronie zasilania. Przykłady to chociażby AD8212, LTC6101, LTC6102 czy LTC6104. Układy te nie pozwalają zmienić rezystora w bazie, a co więcej, część z nich wykorzystuje np. tranzystor PNP zamiast MOSFETa.
"To wszystko, więc nie ma znaczenia, bo nowoczesne scalone układy rozwiązały ten problem za nas" - mówi Neubean. Gureux jest odmiennego zdania i wskazuje na aplikacje, w których potrzebne są takie układy zestawione z elementów dyskretnych. "Wyobraźmy sobie, że potrzebny jest nam niezwykle mały pobór prądu i zerowy dryft offsetu układu, np. w zdalnym pomiarze prądu w systemie zasilanym z baterii. W takiej sytuacji skorzystać możemy z LTC 2063 lub LTC2066. Albo potrzebujemy mierzyć bardzo niski prąd, opornikiem pomiarowym np. 470 Ω, tak dokładnie i bez szumu jak tylko się da. Tutaj pomoże nam układ ADA4528, który dodatkowo ma wejście i wyjście rail-to-rail. W każdym z tych przypadków musimy sami wiedzieć jak wysterować MOSFET".
Jak pokazaliśmy powyżej - możliwe jest destabilizowanie analizowanego układu zbyt wielkim rezystorem w bramce, jeśli nie posłuchamy bardziej doświadczonych elektroników. Z drugiej jednak strony wartości rezystancji, jakie były do tego potrzebne są naprawdę duże. 100 Ω jest tutaj naprawdę dobrym wyborem.
Źródło: http://www.analog.com/en/analog-dialogue/raqs/raq-issue-151.html
Odpowiedź: Jeśli zadamy to pytanie dowolnemu, doświadczonemu inżynierowi - na potrzeby tej historii nazwijmy go profesorem Gureux - to powie nam, że w bramce tranzystora MOSFET musimy "umieścić opornik koło 100 Ω". Pomimo ogromnej pewności w tym stwierdzeniu, każdy może nadal zastanawiać się nad sensem montowania takiego opornika oraz doborem jego wartości. Z ciekawością przyjrzyjmy się tej kwestii i prześledźmy całe rozumowanie, jakie młody inżynier - Neubean - przeprowadzi, by sprawdzić czy Gureux ma na pewno rację (i dlaczego). Jego doświadczony mentor będzie nam towarzyszył przez cały czas i podpowiadał tak, byśmy mogli wspólnie zrozumieć, jaką dokładnie rolę w układzie pełni ten rezystor.
Pomiar prądu po stronie zasilania
Układ zaprezentowany na schemacie na rysunku 1 pokazuje nam, w jaki sposób można dokonać pomiaru prądu po stronie zasilania, to jest pomiędzy linią zasilającą a masą. Ujemne sprzężenie zwrotne w układzie próbuje doprowadzić do sytuacji, w której spadek napięcia na oporniku RGAIN będzie równy mierzonemu spadkowi napięcia VSENS. Prąd płynący poprzez opornik RGAIN płynie następnie przez tranzystor polowy (MOSFET) z kanałem typu P, do opornika ROUT, który realizuje konwersję prądu na napięcie VOUT, które mierzone jest względem masy. Całkowite wzmocnienie transkonduktancyjne w tym układzie opisane jest poniższym wzorem:
$$V_{OUT} = I_{SENSE} \times R_{SENSE} \times \frac {R_{OUT}} {R_{GAIN}}$$ (1)
Kondensator COUT, połączony równolegle z opornikiem wyjściowym, pełni rolę filtra wyjściowego i jest w pełni opcjonalny. Nawet jeżeli prąd drenu tranzystora PMOS będzie szybko nadążał za zmianami mierzonego prądu, to napięcie wyjściowe będzie miało widmo z jednym biegunem i wykładniczą charakterystyką.
Opornik, który separuje wzmacniacz operacyjny i bramkę tranzystora polowego - RGATE - ma tutaj wartość 100 Ω, dokładnie tyle ile wskazuje Gureux.
Zwiększenie rezystancji RGATE
Neubauen jest bardzo zaciekawiony tym opornikiem. Wiadomo, że duża pojemność tak sterowanej bramki tranzystora może spowodować problemy ze stabilnością układu. Podobnie będzie, jeśli zwiększymy mocno rezystancję pomiędzy wyjściem op-ampa a bramką tranzystora. Jeśli pokażemy, że RGATE i CGATE są od siebie zależne, to możliwe będzie pokazanie, że konieczność korzystania z opornika o dokładnie takim oporze (czy w zasadzie z dowolnego opornika) jest niezbędna.
Na rysunku 2 widzimy przykładowy układ, mierzący prąd po wysokiej stronie linii zasilania, jaki wykorzystamy w naszych analizach. Neubean już uruchamia SPICE w którym będzie modelować układ i chce pokazać, że wraz z zwiększaniem się rezystancji opornika RGATE pojawiać się będą problemy ze stabilnością układu - intuicja podpowiada mu, że biegun wynikający z połączenia RGATE i CGATE powinien zmniejszyć margines fazy w otwartej pętli. Jednakże, ku zdziwieniu naszego młodego adepta elektroniki, żadna wartość RGATE nie powoduje jakichkolwiek problemów w odpowiedzi w domenie czasu.
Okazuje się, że elektronika nie jest taka prosta
Po szybkim spojrzeniu na układ nawet Neubean zauważa, że musi zidentyfikować jaka jest odpowiedź impulsowa układu z otwartą pętlą sprzężenia zwrotnego. Pętla sprzężenia zwrotnego zapewnia jednostkowe, ujemne sprzężenie zwrotne i zaczyna się na wejściu odwracającym. Dlatego warto w tym momencie wykreślić dodatkowe, pomocnicze widma VS/(VP-VS) oraz VS/VE. Na rysunku 3 pokazuje wykres w domenie częstotliwości dla odpowiedzi w otwartej pętli sprzężenia.
Jak wynika z wykresu Bodego zawartego na rysunku 3 wzmocnienie DC jest bardzo małe i nie ma niczego, co wskazuje na problemy z marginesem fazy w punkcie przejścia charakterystyki przez zero wzmocnienia (w dB). Dodatkowo, jeśli przyjrzymy się całemu wykresowi, to wydaje się on dosyć dziwny, a częstotliwość podziału przypada na wartość poniżej 0,001 Hz.
Aby uprościć analizę układu, narysujmy sobie prost schemat blokowy, pokazany na rysunku 4. To znacznie ułatwi nam prześledzenie jego działania. Wybrany wzmacniacz operacyjny - LTC2063 - jak niemalże każdy op-amp ze sprzężeniem napięciowym zaczyna z dużym wzmocnieniem DC i pojedynczym biegunem. Układ wzmacnia sygnał błędu i steruje bramką PMOSa przez filtr RC z RGATE/CGATE. Kondensator CGATE oraz źródło PMOSa podłączone są wspólnie do wejścia odwracającego wzmacniacza operacyjnego. RGAIN łączy z kolei punkt ten z źródłem o niskiej impedancji. Nawet na rysunku 4 widać, że filtr RGATE/CGATE powinien powodować problemy ze stabilnością, w szczególności gdy rezystancja RGATE jest istotnie wyższa niż rezystancja RGAIN. Poza tym napięcie na CGATE, które bezpośrednio ma wpływ na prąd RGATE, ma opóźnienie względem wyjścia wzmacniacza operacyjnego.
Neubean ma już pewien pomysł, który pomoże wyjaśnić, czemu RGATE i CGATE nie powodują niestabilności układu: Napięcie bramka-źródło jest ustalone, więc układ RGATE/CGATE nie ma wpływu na działanie. Wszystko co trzeba zrobić to ustalić poziom na bramce, a źródło będzie za nim nadążać. To w końcu wtórnik źródłowy.
Profesor Gureux wie, że młody inżynier nie ma racji - tak jest tylko wtedy, gdy tranzystor PMOC działa jako normalny wzmacniacz w układzie, a tutaj tak nie jest.
Neubean postanawia zatem przeliczyć cały układ na piechotę - co jeżeli bezpośrednio zamodelujemy odpowiedź źródła PMOSa względem bramki tego tranzystora? Innymi słowy jak wygląda analityczna postać V(VS) / V(VG), czyli stosunku napięcia źródła do napięcia bramki. Zatem zacznijmy wyprowadzenie:
$$\frac {V_S} {V_E} = \frac {A} {1 + \frac {s} {\omega_A} } \times \frac {gm \times R_1 + s \times R_1 \times C_G} {gm \times R_1 + s \times R_1 \times C_G + (1 + \frac {s} {\omega_G})} $$ (2)
gdzie:
$$\omega_G = \frac {1} {R_G \times C_G}$$ (3)
A to wzmocnienie wykorzystanego op-ampa, a ωA to biegun wzmacniacza.
$$\frac {V_S} {V_G} = \frac {gm + s \times C_G } {gm + s \times C_G + \frac {1} {R_1}}$$ (4)
Neubean od razu zauważa istotny czynnik gm. Czym on jest? Dla tranzystora MOSFET opisać można go następującym wzorem:
$$gm = \sqrt {2 \times \ Kn \times Id}$$ (5)
Teraz, jeśli spojrzymy ponownie na schemat na rysunku 1 zauważymy, że w momencie, gdy prąd płynący przez RSENSE będzie równy zero, to również prąd płynący przez tranzystor będzie równy zero, gdyż PMOS w takiej sytuacji będzie zasadniczo wyłączony, niewykorzystany i niespolaryzowany. Nie będzie więc miał wzmocnienia. Gdy położymy gm = 0 to VS/VE = 0 w 0 Hz, podobnie jak VS/VG. Więc nie ma żadnego wzmocnienia, a więc okazuje się, że wykresy na rysunku 3 mogą być jednak poprawne.
Próba destabilizacji
Uzbrojony w tą nową wiedzę Neubean próbuje kilku kolejnych symulacji już teraz z niezerową wartością ISENSE.
Na rysunku 5 widzimy wykres, który jest dużo bliższy tego, co oczekiwaliśmy dla odpowiedzi impulsowej pomiędzy VE i VS. Częstotliwość przejścia przez 0 dB wynosi około 2 kHz. Dla 100 Ω w bramce, mamy całkiem spory zapas fazy dla tej częstotliwości, dla 100 kΩ trochę mniej i jeszcze mniej dla 1 MΩ, jednakże w żadnej z tych sytuacji nie możemy mówić, że układ się destabilizuje. Czy to oznacza, że rezystancja tego elementu nie ma wpływu na stabilną pracę układu? A może symulator SPICE coś pomija?
Z tą myślą Neubean udaje się do warsztatu, gdzie montuje taki układ z wykorzystaniem op-ampa LTC2063, dokładnie takiego jak w symulacji. Umieszcza w układzie RGATE o rezystancji 100 kΩ, a potem 1 MΩ i nic! nawet drobnych oscylacji. Co teraz? Kolejna próba to zwiększenie prądu drenu MOSFETa poprzez zwiększenie ISENSE, a następnie zmniejszenie oporu rezystora RGAIN. Nadal nic, układ jest stabilny.
Oznacza to powrót do symulatora i próba znalezienia czegoś, co pozwoli niebezpiecznie zredukować margines fazy w układzie tak, by był on niestabilny. Wydaje się to trudne bądź wręcz niemożliwe. O wyjaśnienie tego fenomenu Neubean zwraca się do profesora. W pierwszej kolejności Gureux nakazuje mu wszystko przeliczyć. Neubean jest przyzwyczajony do podchwytliwych zagadek swego profesora, więc zabiera się on do dalszej części analizy.
Jeden z biegunów z RGATE formować może pojemność bramki, która wynosi około 250 pF. Z najmniejszym z oporników biegun wypada na 6,4 MHz, z 100 kΩ na 6,4 kHz a z 1 MΩ przy 640 Hz. Wykorzystany LTC2063 ma pasmo (a w zasadzie iloczyn pasma i wzmocnienia - GBP) wynoszące 20 kHz. Gdy LTC2063 wzmacnia sygnał w zamkniętej pętli sprzężenia zwrotnego, jej częstotliwość graniczna z łatwością spaść może poniżej jakiemukolwiek biegunowi związanego z elementami RGATE/CGATE.
Niestabilność jest możliwa
Teraz, gdy Neubean rozumie, jaki wpływ mają parametry op-ampa na stabilność, dobiera on wzmacniacz, którego iloczyn pasma i wzmocnienia będzie na tyle duży, by z pewnością objąć biegun wynikający z rezystancji w bramce PMOSa. Wybiera LTC6255 o pasmie GBP 6,5 MHz. Zmienia on układ w symulatorze, ustawia rezystancję bramki na 100 kΩ i puszcza mierzony prąd równy 300 mA.
Następnie zwiększa on RGATE, tak by osiągnąć niestabilność w układzie. W pewnym momencie biegun ma tak niską częstotliwość, że destabilizuje układ.

Rys.6. Wykres napięcia w funkcji czasu z widocznymi oscylacjami.

Rys.7. Wykres Bodego pokazujący wyniki symulacji z dodanym prądem (VE do VS); widoczny jest niemalże brak marginesu fazy.
Na rysunku 6 oraz [/b]rysunku 7[/b] zaprezentowano wyniki symulacji dla dużej wartości rezystancji opornika RGATE. Przy stałym prądzie na poziomie 300 mA symulacja pokazuje, że układ będzie działał w niestabilny sposób.
Wyniki rzeczywistych pomiarów
Wiedząc już, jakie warunki potrzebne są do wzbudzenia oscylacji w układzie podczas pomiaru niezerowego prądu. Aby dokładnie to sprawdzić, Neubean konfiguruje schodkową zmianę prądu i mierzy przebieg w czasie dla różnych wartości RGATE. ISENSE zmienia się z 60 mA do 220 mA wykorzystując zwykły przełącznik. Nie dokonuje pomiaru dla zerowego mierzonego prądu, gdyż jak już wcześniej wskazaliśmy wzmocnienie MOSFETa jest w tym przypadku za małe.
Na rysunku 8 widzimy oscylogramy z RGATE = 100 Ω. Przebieg jest stabilny. Dopiero rezystancja 100 kΩ i 1 MΩ, powoduje, że układy nie są stabilne. Ponieważ napięcie wyjściowe jest mocno filtrowane, to napięcie na bramce najlepiej obrazuje oscylacje. Ich pojawienie się obrazuje ujemny margine fazy, a częstotliwość oscylacji pokazuje nam, jaka jest częstotliwość graniczna w układzie.

Rys.8. RGATE = 100 Ω, przejście z niskiego do wysokiego prądu.

Rys.9. RGATE = 100 Ω, przejście z wysokiego do niskiego prądu.

Rys.10. RGATE = 100 kΩ, przejście z niskiego do wysokiego prądu.

Rys.11. RGATE = 100 kΩ, przejście z wysokiego do niskiego prądu.

Rys.12. RGATE = 1 MΩ, przejście z niskiego do wysokiego prądu.

Rys.13. RGATE = 1 MΩ, przejście z wysokiego do niskiego prądu.
Podsumowanie
Na rynku obecnych jest wiele tego rodzaju scalonych układów do pomiaru prądu, po stronie zasilania. Przykłady to chociażby AD8212, LTC6101, LTC6102 czy LTC6104. Układy te nie pozwalają zmienić rezystora w bazie, a co więcej, część z nich wykorzystuje np. tranzystor PNP zamiast MOSFETa.
"To wszystko, więc nie ma znaczenia, bo nowoczesne scalone układy rozwiązały ten problem za nas" - mówi Neubean. Gureux jest odmiennego zdania i wskazuje na aplikacje, w których potrzebne są takie układy zestawione z elementów dyskretnych. "Wyobraźmy sobie, że potrzebny jest nam niezwykle mały pobór prądu i zerowy dryft offsetu układu, np. w zdalnym pomiarze prądu w systemie zasilanym z baterii. W takiej sytuacji skorzystać możemy z LTC 2063 lub LTC2066. Albo potrzebujemy mierzyć bardzo niski prąd, opornikiem pomiarowym np. 470 Ω, tak dokładnie i bez szumu jak tylko się da. Tutaj pomoże nam układ ADA4528, który dodatkowo ma wejście i wyjście rail-to-rail. W każdym z tych przypadków musimy sami wiedzieć jak wysterować MOSFET".
Jak pokazaliśmy powyżej - możliwe jest destabilizowanie analizowanego układu zbyt wielkim rezystorem w bramce, jeśli nie posłuchamy bardziej doświadczonych elektroników. Z drugiej jednak strony wartości rezystancji, jakie były do tego potrzebne są naprawdę duże. 100 Ω jest tutaj naprawdę dobrym wyborem.
Źródło: http://www.analog.com/en/analog-dialogue/raqs/raq-issue-151.html
Cool? Ranking DIY