Rzadko zadawane pytania: po co opornik 100 ohm w bramce MOSFETa?

Pytanie: Czy konieczne jest umieszczanie opornika 100 Ω w bramce tranzystora MOSFET, by zachować jego stabilność?

Odpowiedź: Jeśli zadamy to pytanie dowolnemu, doświadczonemu inżynierowi - na potrzeby tej historii nazwijmy go profesorem Gureux - to powie nam, że w bramce tranzystora MOSFET musimy "umieścić opornik koło 100 Ω". Pomimo ogromnej pewności w tym stwierdzeniu, każdy może nadal zastanawiać się nad sensem montowania takiego opornika oraz doborem jego wartości. Z ciekawością przyjrzyjmy się tej kwestii i prześledźmy całe rozumowanie, jakie młody inżynier - Neubean - przeprowadzi, by sprawdzić czy Gureux ma na pewno rację (i dlaczego). Jego doświadczony mentor będzie nam towarzyszył przez cały czas i podpowiadał tak, byśmy mogli wspólnie zrozumieć, jaką dokładnie rolę w układzie pełni ten rezystor.

Pomiar prądu po stronie zasilania



Układ zaprezentowany na schemacie na rysunku 1 pokazuje nam, w jaki sposób można dokonać pomiaru prądu po stronie zasilania, to jest pomiędzy linią zasilającą a masą. Ujemne sprzężenie zwrotne w układzie próbuje doprowadzić do sytuacji, w której spadek napięcia na oporniku RGAIN będzie równy mierzonemu spadkowi napięcia VSENS. Prąd płynący poprzez opornik RGAIN płynie następnie przez tranzystor polowy (MOSFET) z kanałem typu P, do opornika ROUT, który realizuje konwersję prądu na napięcie VOUT, które mierzone jest względem masy. Całkowite wzmocnienie transkonduktancyjne w tym układzie opisane jest poniższym wzorem:

$$V_{OUT} = I_{SENSE} \times R_{SENSE} \times \frac {R_{OUT}} {R_{GAIN}}$$ (1)

Kondensator COUT, połączony równolegle z opornikiem wyjściowym, pełni rolę filtra wyjściowego i jest w pełni opcjonalny. Nawet jeżeli prąd drenu tranzystora PMOS będzie szybko nadążał za zmianami mierzonego prądu, to napięcie wyjściowe będzie miało widmo z jednym biegunem i wykładniczą charakterystyką.

Opornik, który separuje wzmacniacz operacyjny i bramkę tranzystora polowego - RGATE - ma tutaj wartość 100 Ω, dokładnie tyle ile wskazuje Gureux.

Zwiększenie rezystancji RGATE

Neubauen jest bardzo zaciekawiony tym opornikiem. Wiadomo, że duża pojemność tak sterowanej bramki tranzystora może spowodować problemy ze stabilnością układu. Podobnie będzie, jeśli zwiększymy mocno rezystancję pomiędzy wyjściem op-ampa a bramką tranzystora. Jeśli pokażemy, że RGATE i CGATE są od siebie zależne, to możliwe będzie pokazanie, że konieczność korzystania z opornika o dokładnie takim oporze (czy w zasadzie z dowolnego opornika) jest niezbędna.



Na rysunku 2 widzimy przykładowy układ, mierzący prąd po wysokiej stronie linii zasilania, jaki wykorzystamy w naszych analizach. Neubean już uruchamia SPICE w którym będzie modelować układ i chce pokazać, że wraz z zwiększaniem się rezystancji opornika RGATE pojawiać się będą problemy ze stabilnością układu - intuicja podpowiada mu, że biegun wynikający z połączenia RGATE i CGATE powinien zmniejszyć margines fazy w otwartej pętli. Jednakże, ku zdziwieniu naszego młodego adepta elektroniki, żadna wartość RGATE nie powoduje jakichkolwiek problemów w odpowiedzi w domenie czasu.

Okazuje się, że elektronika nie jest taka prosta

Po szybkim spojrzeniu na układ nawet Neubean zauważa, że musi zidentyfikować jaka jest odpowiedź impulsowa układu z otwartą pętlą sprzężenia zwrotnego. Pętla sprzężenia zwrotnego zapewnia jednostkowe, ujemne sprzężenie zwrotne i zaczyna się na wejściu odwracającym. Dlatego warto w tym momencie wykreślić dodatkowe, pomocnicze widma VS/(VP-VS) oraz VS/VE. Na rysunku 3 pokazuje wykres w domenie częstotliwości dla odpowiedzi w otwartej pętli sprzężenia.



Jak wynika z wykresu Bodego zawartego na rysunku 3 wzmocnienie DC jest bardzo małe i nie ma niczego, co wskazuje na problemy z marginesem fazy w punkcie przejścia charakterystyki przez zero wzmocnienia (w dB). Dodatkowo, jeśli przyjrzymy się całemu wykresowi, to wydaje się on dosyć dziwny, a częstotliwość podziału przypada na wartość poniżej 0,001 Hz.



Aby uprościć analizę układu, narysujmy sobie prost schemat blokowy, pokazany na rysunku 4. To znacznie ułatwi nam prześledzenie jego działania. Wybrany wzmacniacz operacyjny - LTC2063 - jak niemalże każdy op-amp ze sprzężeniem napięciowym zaczyna z dużym wzmocnieniem DC i pojedynczym biegunem. Układ wzmacnia sygnał błędu i steruje bramką PMOSa przez filtr RC z RGATE/CGATE. Kondensator CGATE oraz źródło PMOSa podłączone są wspólnie do wejścia odwracającego wzmacniacza operacyjnego. RGAIN łączy z kolei punkt ten z źródłem o niskiej impedancji. Nawet na rysunku 4 widać, że filtr RGATE/CGATE powinien powodować problemy ze stabilnością, w szczególności gdy rezystancja RGATE jest istotnie wyższa niż rezystancja RGAIN. Poza tym napięcie na CGATE, które bezpośrednio ma wpływ na prąd RGATE, ma opóźnienie względem wyjścia wzmacniacza operacyjnego.

Neubean ma już pewien pomysł, który pomoże wyjaśnić, czemu RGATE i CGATE nie powodują niestabilności układu: Napięcie bramka-źródło jest ustalone, więc układ RGATE/CGATE nie ma wpływu na działanie. Wszystko co trzeba zrobić to ustalić poziom na bramce, a źródło będzie za nim nadążać. To w końcu wtórnik źródłowy.

Profesor Gureux wie, że młody inżynier nie ma racji - tak jest tylko wtedy, gdy tranzystor PMOC działa jako normalny wzmacniacz w układzie, a tutaj tak nie jest.

Neubean postanawia zatem przeliczyć cały układ na piechotę - co jeżeli bezpośrednio zamodelujemy odpowiedź źródła PMOSa względem bramki tego tranzystora? Innymi słowy jak wygląda analityczna postać V(VS) / V(VG), czyli stosunku napięcia źródła do napięcia bramki. Zatem zacznijmy wyprowadzenie:

$$\frac {V_S} {V_E} = \frac {A} {1 + \frac {s} {\omega_A} } \times \frac {gm \times R_1 + s \times R_1 \times C_G} {gm \times R_1 + s \times R_1 \times C_G + (1 + \frac {s} {\omega_G})} $$ (2)

gdzie:

$$\omega_G = \frac {1} {R_G \times C_G}$$ (3)

A to wzmocnienie wykorzystanego op-ampa, a ωA to biegun wzmacniacza.

$$\frac {V_S} {V_G} = \frac {gm + s \times C_G } {gm + s \times C_G + \frac {1} {R_1}}$$ (4)

Neubean od razu zauważa istotny czynnik gm. Czym on jest? Dla tranzystora MOSFET opisać można go następującym wzorem:

$$gm = \sqrt {2 \times \ Kn \times Id}$$ (5)

Teraz, jeśli spojrzymy ponownie na schemat na rysunku 1 zauważymy, że w momencie, gdy prąd płynący przez RSENSE będzie równy zero, to również prąd płynący przez tranzystor będzie równy zero, gdyż PMOS w takiej sytuacji będzie zasadniczo wyłączony, niewykorzystany i niespolaryzowany. Nie będzie więc miał wzmocnienia. Gdy położymy gm = 0 to VS/VE = 0 w 0 Hz, podobnie jak VS/VG. Więc nie ma żadnego wzmocnienia, a więc okazuje się, że wykresy na rysunku 3 mogą być jednak poprawne.

Próba destabilizacji

Uzbrojony w tą nową wiedzę Neubean próbuje kilku kolejnych symulacji już teraz z niezerową wartością ISENSE.



Na rysunku 5 widzimy wykres, który jest dużo bliższy tego, co oczekiwaliśmy dla odpowiedzi impulsowej pomiędzy VE i VS. Częstotliwość przejścia przez 0 dB wynosi około 2 kHz. Dla 100 Ω w bramce, mamy całkiem spory zapas fazy dla tej częstotliwości, dla 100 kΩ trochę mniej i jeszcze mniej dla 1 MΩ, jednakże w żadnej z tych sytuacji nie możemy mówić, że układ się destabilizuje. Czy to oznacza, że rezystancja tego elementu nie ma wpływu na stabilną pracę układu? A może symulator SPICE coś pomija?

Z tą myślą Neubean udaje się do warsztatu, gdzie montuje taki układ z wykorzystaniem op-ampa LTC2063, dokładnie takiego jak w symulacji. Umieszcza w układzie RGATE o rezystancji 100 kΩ, a potem 1 MΩ i nic! nawet drobnych oscylacji. Co teraz? Kolejna próba to zwiększenie prądu drenu MOSFETa poprzez zwiększenie ISENSE, a następnie zmniejszenie oporu rezystora RGAIN. Nadal nic, układ jest stabilny.

Oznacza to powrót do symulatora i próba znalezienia czegoś, co pozwoli niebezpiecznie zredukować margines fazy w układzie tak, by był on niestabilny. Wydaje się to trudne bądź wręcz niemożliwe. O wyjaśnienie tego fenomenu Neubean zwraca się do profesora. W pierwszej kolejności Gureux nakazuje mu wszystko przeliczyć. Neubean jest przyzwyczajony do podchwytliwych zagadek swego profesora, więc zabiera się on do dalszej części analizy.

Jeden z biegunów z RGATE formować może pojemność bramki, która wynosi około 250 pF. Z najmniejszym z oporników biegun wypada na 6,4 MHz, z 100 kΩ na 6,4 kHz a z 1 MΩ przy 640 Hz. Wykorzystany LTC2063 ma pasmo (a w zasadzie iloczyn pasma i wzmocnienia - GBP) wynoszące 20 kHz. Gdy LTC2063 wzmacnia sygnał w zamkniętej pętli sprzężenia zwrotnego, jej częstotliwość graniczna z łatwością spaść może poniżej jakiemukolwiek biegunowi związanego z elementami RGATE/CGATE.

Niestabilność jest możliwa

Teraz, gdy Neubean rozumie, jaki wpływ mają parametry op-ampa na stabilność, dobiera on wzmacniacz, którego iloczyn pasma i wzmocnienia będzie na tyle duży, by z pewnością objąć biegun wynikający z rezystancji w bramce PMOSa. Wybiera LTC6255 o pasmie GBP 6,5 MHz. Zmienia on układ w symulatorze, ustawia rezystancję bramki na 100 kΩ i puszcza mierzony prąd równy 300 mA.

Następnie zwiększa on RGATE, tak by osiągnąć niestabilność w układzie. W pewnym momencie biegun ma tak niską częstotliwość, że destabilizuje układ.



Na rysunku 6 oraz [/b]rysunku 7[/b] zaprezentowano wyniki symulacji dla dużej wartości rezystancji opornika RGATE. Przy stałym prądzie na poziomie 300 mA symulacja pokazuje, że układ będzie działał w niestabilny sposób.

Wyniki rzeczywistych pomiarów

Wiedząc już, jakie warunki potrzebne są do wzbudzenia oscylacji w układzie podczas pomiaru niezerowego prądu. Aby dokładnie to sprawdzić, Neubean konfiguruje schodkową zmianę prądu i mierzy przebieg w czasie dla różnych wartości RGATE. ISENSE zmienia się z 60 mA do 220 mA wykorzystując zwykły przełącznik. Nie dokonuje pomiaru dla zerowego mierzonego prądu, gdyż jak już wcześniej wskazaliśmy wzmocnienie MOSFETa jest w tym przypadku za małe.

Na rysunku 8 widzimy oscylogramy z RGATE = 100 Ω. Przebieg jest stabilny. Dopiero rezystancja 100 kΩ i 1 MΩ, powoduje, że układy nie są stabilne. Ponieważ napięcie wyjściowe jest mocno filtrowane, to napięcie na bramce najlepiej obrazuje oscylacje. Ich pojawienie się obrazuje ujemny margine fazy, a częstotliwość oscylacji pokazuje nam, jaka jest częstotliwość graniczna w układzie.



Podsumowanie

Na rynku obecnych jest wiele tego rodzaju scalonych układów do pomiaru prądu, po stronie zasilania. Przykłady to chociażby AD8212, LTC6101, LTC6102 czy LTC6104. Układy te nie pozwalają zmienić rezystora w bazie, a co więcej, część z nich wykorzystuje np. tranzystor PNP zamiast MOSFETa.

"To wszystko, więc nie ma znaczenia, bo nowoczesne scalone układy rozwiązały ten problem za nas" - mówi Neubean. Gureux jest odmiennego zdania i wskazuje na aplikacje, w których potrzebne są takie układy zestawione z elementów dyskretnych. "Wyobraźmy sobie, że potrzebny jest nam niezwykle mały pobór prądu i zerowy dryft offsetu układu, np. w zdalnym pomiarze prądu w systemie zasilanym z baterii. W takiej sytuacji skorzystać możemy z LTC 2063 lub LTC2066. Albo potrzebujemy mierzyć bardzo niski prąd, opornikiem pomiarowym np. 470 Ω, tak dokładnie i bez szumu jak tylko się da. Tutaj pomoże nam układ ADA4528, który dodatkowo ma wejście i wyjście rail-to-rail. W każdym z tych przypadków musimy sami wiedzieć jak wysterować MOSFET".

Jak pokazaliśmy powyżej - możliwe jest destabilizowanie analizowanego układu zbyt wielkim rezystorem w bramce, jeśli nie posłuchamy bardziej doświadczonych elektroników. Z drugiej jednak strony wartości rezystancji, jakie były do tego potrzebne są naprawdę duże. 100 Ω jest tutaj naprawdę dobrym wyborem.

Źródło: http://www.analog.com/en/analog-dialogue/raqs/raq-issue-151.html

Bardzo ciekawy artykuł. Ale jak by się zachowywał układ gdyby rezystancja była mniejsza lub gdyby jej wcale nie było?

Gdy nie ma rezystora Rg na bramce to i tak mamy rezystancję wewnątrz bramki mosfet oraz rezystancję drivera, więc zawsze te 2 ohm będzie.
Ale co to daje i czym to grozi?
Zależy od topologii, ale może mieć pozytywne (mniejsze straty dynamiczne) jak negatywne (większe zakłócenia, w half-bridge może spowodować załączenie dwóch kluczy na raz na krótki czas).
Mniejsza rezystancja bramki to też mniejsze tłumienie oscylacji bramki, więc jeśli chcemy stosować długie (powyżej 10cm) ścieżki ładowania i rozładowywania pojemności bramki to mogą pojawić się oscylacje, które w najbardziej skrajnych przypadkach może powodować obniżenie napięcia poniżej Vth (co skutkuje zwiększeniem strat przewodzenia, niestabilność układu).
Jednakże proces wyłączania mosfet powinien być znacznie szybszy niż proces załączania mosfet, dlatego stosuje się układy z równoległą diodą i mniejszym rezystorem, albo tranzystor przyśpieszający PNP.

100ohm nie jest optymalne, ale na pewno bezpieczniejsze gdy nie wie się co się do końca robi.

Znacznie więcej ciekawych rzeczy na temat mosfetów i energoelektroniki można znaleść na kanale tego Pana:
https://www.youtube.com/user/sambenyaakov/videos

Pytanie w poście wprowadzającym jest ogólne, a odpowiedź dotyczy konkretnego układu. Np. 100 ohm w przekształtniku to już nie tak mało (ale znowu nie strasznie dużo), przede wszystkim przy wysokiej częstotliwości. Ponadto w przekształtnikach stosuje się trochę przewymiarowane rezystory bramkowe aby wydłużyć czas załączania/wyłączania tranzystora, w rezultacie zmniejszyć stromość zboczy prądu i powstałe w ich wyniku zakłócenia elektromagnetyczne. Ponadto w wielu przekształtnikach zbyt niski rezystor bramkowy poza zakłóceniami może skutkować również sporym prądem odzyskiwania zdolności zaworowych diody(np. w podstawowych przekształtnikach boost, buck).

Nie zgodzę się z tym że wyłączanie klucza ma być równie wolne co jego załączanie, jak pisałem wyżej stosuje się układy gdzie (rozładowywanie bramki tranzystorem PNP) rozładowuje się go jak najszybciej i nie generuje to zakłóceń ani dodatkowych strat (a wręcz przeciwnie, układ jest sprawniejszy).

To ciekawe czemu producenci driverów do mosfetów w nocie katalogowej dają opornik 10R..

Też byłem sprytny i pomyślałem tak jak ty i go nie dałem... driver specjalizowany o prądzie do 4A i tranzystor IRF ( chyba 3710 ) taktowanie 20 khz.. pożegnałem driver po kilku godzinach... wystarczył opornik 1R ! i spokój na lata ( układ chodzi już 3 lata )

Nie bez powodu on jest dawany ..

_lazor_ wrote:

Nie zgodzę się z tym że wyłączanie klucza ma być równie wolne co jego załączanie, jak pisałem wyżej stosuje się układy gdzie (rozładowywanie bramki tranzystorem PNP) rozładowuje się go jak najszybciej i nie generuje to zakłóceń ani dodatkowych strat (a wręcz przeciwnie, układ jest sprawniejszy).

Kłania się EMC (emisja HF) - gdy rezystancja w bramce jest mała, to zbocza sygnałów są ostre, a to generuje całą masę harmonicznych. Zwiększenie Rgate powoduje zmniejszenie wyższych harmonicznych w widmie sygnału emisji kosztem sprawności układu.

Tak to prawda, jednak przy za dużym Rg mogą wejść zakłócenia związane z dU/dt przez Cgd i załączyć mosfet gdy napięcie na nim przekroczy napięcie Uth. Jednak to jest głównie spotykane w mostkach, więc jako tako pojedynczego mosfeta się to nie tyczy (np topologie boost czy buck).
W aktualnych czasach gdy robi się układ gdzie wymagany jest zewnętrzny klucz, warto zastanowić się na układem z miękkim przełączaniem, wtedy nie trzeba iść na ustępstwa między sprawnością a kompatybilnością elektromagnetyczną.

_lazor_ wrote:

warto zastanowić się na układem z miękkim przełączaniem, wtedy nie trzeba iść na ustępstwa między sprawnością a kompatybilnością elektromagnetyczną.

Możesz powiedzieć coś więcej na ten temat?

To są dość ciężkie tematy i jak zacznę mówić to własnymi słowami to pewnie się gdzieś pomylę, ale są sprawdzone dobre materiały, jednym z nich który osobiście polecam to to nagranie:
https://www.youtube.com/watch?v=w4cxLPl2Wsg

Dzięki wielkie za linka

Dyskusja toczy się obok tematu. W artykule nie ma żadnego klucza. Trochę zamieszania wprowadza niefortunnie przetłumaczony tytuł. Lepiej byłoby: "...by zachować stabilność układu? "

coolrob wrote:

Dyskusja toczy się obok tematu. W artykule nie ma żadnego klucza. Trochę zamieszania wprowadza niefortunnie przetłumaczony tytuł. Lepiej byłoby: "...by zachować stabilność układu? "

Do drzwi pewnie nie Rys. 1 i rys. 2 element M1?

Ten tranzystor nie pełni funkcji klucza. Nie ma tu ani klucza ani przełączania.

coolrob wrote:

Ten tranzystor nie pełni funkcji klucza. Nie ma tu ani klucza ani przełączania.

A tutaj nie ma wzmacniacza, bo nie wzmacnia

Dyskusja jest trochę szersza niż sam schemat w oryginalnym poście, ale nadal ma związek z tematem, bo jest o wpływie rezystora w obwodzie bramki tranzystora w różnych zastosowaniach. Jest o tyle ciekawa, że dementuje podejście "zawsze 100R", co po przeczytaniu artykułu ktoś mógłby błędnie wywnioskować.

@krisRaba, nie chodzi o złośliwości tylko o nazywanie rzeczy po imieniu. Tranzystor może w układzie pełnić funkcję klucza ale może też pełnić funkcję wzmacniacza (tak, jak w tym z artykułu), prawda? Rezystor bramkowy dobiera się zupełnie inaczej w obydwu przypadkach, dlatego dobrze by było nie mieszać tych dwóch spraw. Natomiast jeśli chcemy kontynuować tysiąckrotnie wałkowany temat o dobieraniu rezystorów bramkowych do kluczy w przetwornicy to ok...

Ucinając temat, tak w tym wypadku nie chodzi o funkcję klucza. Ja trochę się rozpędziłem i napisałem o rezystancji Rg jak do klucza. Jednak uważam, że często użytkownikom bardziej chodzi o Rg w mosfetach jako kluczach niż jako wzmacniaczy i temat będzie wałkowany jeszcze nie jeden raz.

Wszystko piękne, ale zależy co sterujemy tranzystorem, jakim prądem i częstotliwością. Lepsze są specjalne drivery do tranzystorów lub sterowanie półmostkowe. W praktyce i tak lepiej dobrać rezystory bramkowe i rozładowujące pojemność bramki, jednak w wielu wariacjach te 100om to trochę mało w innych troszkę dużo. Nawiasem mówiąc nie ma idealnej metody doboru, trzeba się bawić najlepiej z oscyloskopem .