Elektroda.pl
Elektroda.pl
X
Proszę, dodaj wyjątek dla www.elektroda.pl do Adblock.
Dzięki temu, że oglądasz reklamy, wspierasz portal i użytkowników.

Autotransformator elektroniczny z regulowanym napięciem i częstotliwością

Tatalek 16 Kwi 2020 19:29 3480 27
  • Chciałbym przedstawić projekt prostego elektronicznego autotransformatora. Projekt powstał ponieważ liczyłem że elektroniczny autotransformator będzie lżejszy i zastąpi tradycyjny, wykonany na żelaznym rdzeniu oraz będzie posiadał dodatkowe cechy, takie jak regulacja częstotliwości, zabezpieczenie nad-prądowe. Docelowo miał być wykorzystywany przy sprawdzaniu wyzwalaczy zanikowo-napięciowych w wyłącznikach mocy.
    Schemat obwodu mocy i sterowania przedstawiono w załącznikach.
    Autotrafo..rv.pdf Download (119.9 kB) Autotrafo-..WER.pdf Download (104.12 kB) autrafo_..v.zip Download (2.92 MB) E-autotraf...-power.zip Download (7.41 MB)

    Obwód mocy jest podzielony na cztery części. Obwód wejściowy zbudowany z filtru przeciwzakłóceniowego, termistora ograniczającego prąd rozruchowy, mostka prostowniczego i kondensatora filtrującego wyprostowane napięcie sieciowe. Druga część to mostek H zbudowany z 4 tranzystorów sterowanych izolowanymi sterownikami tranzystorów MOSFET/IGBT, z których dwa pracują w układzie „bootstrap” i rezystora R10 służącego do pomiaru prądu obciążenia. Trzecia część to filtr dolnoprzepustowy LC zbudowany z elementów L1, L2, C6, C7, C9. Zadaniem filtru jest wygładzenie modulowanego przebiegu prostokątnego generowanego przez tranzystory i uzyskanie na jego wyjściu przebiegu sinusoidalnego. Czwarta część to nieizolowany zasilacz z popularnym układem z LNK304 w typowej konfiguracji z noty katalogowej.
    Obwód sterowania wykonano tak, aby posiadał minimalną ilość elementów. Jest zasilany nieizolowanym napięciem 5 V z obwodu mocy. Z tego powodu należy zachować szczególną ostrożność gdyby ktoś chciał zbudować i uruchomić taki autotransformator. Do sterowania tranzystorami mocy wybrałem mikrokontroler Microchip dsPIC33FJ32MC102, ponieważ w czasie kiedy budowałem autotransformator był najtańszym mikrokontrolerem z serii, jak również z ciekawości co taki mikrokontroler z przedrostkiem dsPIC kryje pod „maską”. W załączniki załączam spakowany projekt wykonany w środowisku MPLABX 5.35 skompilowany w XC16 v1.5, z kodem źródłowym.
    autotransf...rmator.zip Download (16.2 kB)

    Mam nadzieję, że komuś się przyda, ponieważ mało jest literatury dostępnej w języku polskim na temat rodziny tych mikrokontrolerów.
    Początkowo do płytki sterującej miał być podłączony wyświetlacz od telefonu Nokia aby wyświetlać położenie pokrętła, mierzyć czas zadziałania wyzwalacza o którym pisałem na początku. Jednak porzuciłem te dodatkowe funkcje, ponieważ pierwsze testy pokazały, że ten elektroniczny autotransformator nie spełnia moich oczekiwań i przegrywa z tradycyjnym autotransformatorem wykonanym na żelaznym rdzeniu.

    To co mi się nie podoba w moim elektronicznym autotransformatorze to, że przy niskim napięciu wyjściowym około 24 V AC, występują widoczne tętnienia napięcia pochodzące od częstotliwości łączenia tranzystorów mocy około 18,5 kHz. Widać to na załączonym zdjęciu.
    Autotransformator elektroniczny z regulowanym napięciem i częstotliwością Autotransformator elektroniczny z regulowanym napięciem i częstotliwością Autotransformator elektroniczny z regulowanym napięciem i częstotliwością

    Druga wada to organicznie prądowe, które jest bardzo szybkie (w założeniu miały chronić wyzwalacze przed błędnym podłączeniem) i w przypadku badania moich wyzwalaczy, które mają duży prąd rozruchowy, powoduje zmniejszenie napięcia wyjściowego, w efekcie czego wyzwalacz nie zawsze chce zadziałać.
    Oczywiście z tym wszystkim można sobie poradzić zwiększając dławik w filtrze – to jednak waga i koszt. Dodatkowo, aby obniżyć tętnienia przy niskim napięciu wyjściowym można na wejściu dołożyć przetwornicę typu buck, która obniży napięcie na kondensatorze filtrującym w obwodzie mocy. To wiąże się z dodaniem kolejnego dławika, diody, tranzystora, sterownika tranzystora, a w założeniach miał to być prosty autotransformator.

    Pomimo że nie będę używał mojego elektronicznego autotransformatora napiszę co w nim działa.
    Działa regulacja napięcia od 80 - 230 V i w tym zakresie tętnienia nie są bardzo widoczne. Napięcie to można obniżać jeszcze niżej, ale na oscyloskopie widzimy coraz grubszą wstęgę sinusoidy.
    Działa regulacja częstotliwość w zakresie od 42 do 65Hz z rozdzielczością 0,1 Hz.
    Działa zabezpieczanie nad prądowe.
    Do regulacji napięcia i częstotliwości służą dwa potencjometry. Poniżej załączam przebiegi uzyskane za wyjściu autotransformatora dla różnych wartości napięć i częstotliwości.
    Autotransformator elektroniczny z regulowanym napięciem i częstotliwością Autotransformator elektroniczny z regulowanym napięciem i częstotliwością Autotransformator elektroniczny z regulowanym napięciem i częstotliwością Autotransformator elektroniczny z regulowanym napięciem i częstotliwością

    Moim zdaniem, godnym uwagi jest sposób sterowania drajwerami. Rozwiązanie to podejrzałem w pewnym UPS-ie i uważam, że może się przydać. Sterowania tego nie widać wprost, ponieważ schemat jest podzielony na dwa arkusze. Chodzi mi o podłączenie diod do drajwerów co przedstawia poniższy rysunek. Załączyłem również przebiegi sterujące z czasem martwym.
    Autotransformator elektroniczny z regulowanym napięciem i częstotliwością Autotransformator elektroniczny z regulowanym napięciem i częstotliwością Autotransformator elektroniczny z regulowanym napięciem i częstotliwością Autotransformator elektroniczny z regulowanym napięciem i częstotliwością

    Dzięki takiemu podłączeniu, nie jest możliwe żeby włączyły się jednocześnie dwa tranzystory w gałęzi mostka H.

    Pisząc program dla mikrokontrolera wykorzystałem następujące bloki: generator PWM, przetwornik A/C, komparator. Wejście FAULT (pin RB6) generatora PWM pracuje w trybie „cycle by cycle” i jest podłączone do wyjścia komparatora (pin RB7) przez zworkę, którą należy założyć na J3 piny 5 i 6. W przypadku braku tej zworki mikrokontroler nie generuje przebiegu PWM. Jak pisałem wcześniej załączyłem projekt z kodami źródłowymi. Do zaprogramowania mikrokontrolera użyłem programatora SNAP.

    W projekcie musiałem się zmierzyć z niespodziankami jakie przygotowały mi dławiki przy tworzeniu filtru LC. Powodem moich kłopotów było skąpstwo i brak wiedzy. Pierwsze dławiki które zastosowałem to DPE-25/1,5/2,4. Kosztowały około 6 zł/szt. i miały prąd 2,4 A wydawały się idealne. Niestety w filtrze mocno się grzały. Uznałem, że wymienię je inne wykonane z lepszego materiału magnetycznego. Wahałem się z wyborem i znów wygrało moje skąpstwo. Wybrałem dławik DTMSS-27/1,5/0,4 (około 9 zł) zamiast DTMSS-40/1,5/1,6 (około 15 zł). Po zamontowaniu było lepiej, nawet się ucieszyłem że taki niewielki dławik tak dobrze sobie radzi w filtrze. Rzeczywiście było dobrze, ale przy napięciu wyjściowym z autotransformatora od 180 do 230 V. Kiedy obniżyłem napięcie wyjściowe do 30 V i zostawiłem pracujący autotransformator na chwilę okazało się , że też się grzeją. Zacząłem się zastanawiać dlaczego tak się dzieje. Okazało się, że największy prąd w dławiku filtra LC (bez obciążenia) płynie gdy chwilowa wartość napięcia na wyjściu filtra wynosi zero (wówczas PWM = 50%), a najmniejszy, gdy napięcie wyjściowe osiąga wartość maksymalną lub minimalną.
    Autotransformator elektroniczny z regulowanym napięciem i częstotliwością

    Przy niskiej wartość napięcia na wyjściu filtra, współczynnik wypełnienia zmienia się od około 45% do 55%, a wartość prądu dławika jest prawie na takim samym poziomie, jak dla chwili kiedy napięcie przechodzi przez zero (czyli 50% wypełnienia PWM) i wtedy tętnienia prądu osiągają największą wartość, co powoduje większe grzanie rdzenia.
    Autotransformator elektroniczny z regulowanym napięciem i częstotliwością
    Następnie policzyłem jaką wartość osiągnie prąd w filtrze przy współczynniku wypełnienia 50% - czyli 0 V na wyjściu i częstotliwości 19 kHz. Interesowała mnie wartość od szczytu do szczytu. Skorzystałem z zależności i = U*t/L. Dla 26 us, czyli połowy okresu, prąd wyniósł około 2,7 A. Mając maksymalną wartość prądu od szczytu do szczytu udałem się na stronę producenta rdzeni, żeby skorzystać z oprogramowania do analizy dławików. https://micrometalsarnoldpowdercores.com/design-software/analyze i sprawdziłem jakie będą straty w rdzeniach DTMSS-27/1,5/0,4 i DTMSS-40/1,5/1,6. Wyniki można zobaczyć na poniższych zdjęciach i wyciągnąć wnioski.
    Autotransformator elektroniczny z regulowanym napięciem i częstotliwością Autotransformator elektroniczny z regulowanym napięciem i częstotliwością Autotransformator elektroniczny z regulowanym napięciem i częstotliwością

    Autotransformator elektroniczny z regulowanym napięciem i częstotliwością Autotransformator elektroniczny z regulowanym napięciem i częstotliwością Autotransformator elektroniczny z regulowanym napięciem i częstotliwością
    Jedyny słuszny wniosek jaki przychodzi mi do głowy, to kolejna zmiana dławika w moim filtrze, której prawdopodobnie nie wykonam, ale ścieżka która mnie doprowadziła do tego wniosku była interesująca. Z tego projektu zapamiętam, że dla filtrów AC jak w przykładzie będę zaczynał od policzenia prądu w dławiku dla napięcia wyjściowego 0 V. Zapewne trzeba jeszcze pamiętać o prądzie obciążenia, chociaż ten będzie miał niską częstotliwość i nie powinien powodować tak dużych strat w rdzeniu tylko w rezystancji uzwojenia.
    Na zakończenie załączam zdjęcia autotransformatora.
    Autotransformator elektroniczny z regulowanym napięciem i częstotliwością Autotransformator elektroniczny z regulowanym napięciem i częstotliwością

    Fajne! Ranking DIY
    Darmowe szkolenie: Ethernet w przemyśle dziś i jutro. Zarejestruj się za darmo.
    O autorze
    Tatalek
    Poziom 10  
    Offline 
    Tatalek napisał 10 postów o ocenie 99, pomógł 0 razy. Mieszka w mieście Gdansk. Jest z nami od 2008 roku.
  • #2
    zgierzman
    Poziom 26  
  • #3
    abant
    Poziom 9  
    Chciałbym, aby jak najwięcej przedstawianych konstrukcji było takich.

    Widać, że autor włożył dużą ilość pracy w zapoznanie się z nowym (to też widać, więc brawo za odwagę),dla niego tematem,
    dużą ilość pracy w stworzenie i badanie prototypu oraz pewnie nie mniej w udokumentowanie tego i podzielenie się z nami

    Może nie skreślaj jeszcze projektu.

    Kwestie zabezpieczenia prądowego są dość łatwe i tanie do poprawienia.
    Kwestie filtrowania można także poprawić drogą programową a nie pchając się w coraz większe dławiki.
    Powinieneś jednak zrezygnować ze sprytnego rozwiązania sterowania o którym piszesz.
    Na rzecz większej elastyczności.
    Przykładowo dla dodatniej połówki Q1 - PWM, Q2, Q3 wyłączone, Q4 włączony - od razu zwiększy to sprawność, a tym samym obciążenie elementów czynnych i biernych.
    Można też wtedy wykorzystać inne sprytniejsze algorytmy sterowania.
    Podpatrz sobie przykładowo na http://www.ti.com/lit/ds/slos338d/slos338d.pdf
  • #4
    Tatalek
    Poziom 10  
    Zastosowałem drajwery MCP1415 asekuracyjnie.
    Producent mikrokontrolera (mikrokontroler jest zasilany z 3,3V) podaje że przy prądzie wyjściowym -10 mA z mikrokontrolera napięcie w stanie wysokim na pinie wyniesie 2,4 V. Przy prądzie wejściowym 10 mA w stanie niskim 0,4 V.
    Diody drajwera podłączone są między pinami , daje to różnice 2 V.
    Producent optoizolatora podaje że przy prądzie 10 mA spadek napięcia na diodzie
    może się zawierać między 1,2V a 1,8V typowy 1,37V .
    Przyjmując 1,8 V wartość rezystora szeregowego z diodą powinna wynosić 20 ohm
    dla 10 mA , natomiast dla 1,37V aż 63 ohmy. W przypadku drajwerów nie mam takiego kłopotu przy wyższym napięciu wpływ rozrzutu spadku napięcia na diodzie LTV3120 nie powoduje dużej różnicy prądów w diodzie LTV3120.
    Czy mikrokontroler "pociągnie" diodę LTV3120 myślę że tak ale nie próbowałem .
    Mam nadzieję że takie wyjaśnienie wystarczy.Poniżej załączam wycinki z noty katalogowej diody i mikrokontrolera
    Autotransformator elektroniczny z regulowanym napięciem i częstotliwością Autotransformator elektroniczny z regulowanym napięciem i częstotliwością
  • #5
    TechEkspert
    Redaktor
    Mimo że nie udało się osiągnąć zakładanego celu to opis jest bardzo ciekawy oraz to co sprawdziłeś w praktyce może się przydać przy innych projektach.

    Czy dsPIC33FJ32MC102 byłby wystarczający do wersji konwertującej zasilanie jednofazowe na trójfazowe?
  • #7
    Matheu
    Poziom 21  
    Hejka
    Fajnie, całościowo wykonany projekt.

    Tatalek: Co spowodowało, że wybrałeś akurat tranzystory IRF840? Mają sporawe RDS(on)...
    Czy po prostu akurat miałeś takie pod ręką?


    Poszukałem (dla siebie) parę tranzystorów, wszystkie są dostępne w TME;
    ID>20A, IDS>=500V, RDS(on)=55..200mΩ;
    Na liście - pierwsze mają (bardzo) małe RDS, ostatnie kosztują poniżej 7..10zł (brutto)
    IXFH60N65 . . . . . 0,052Ω; 36zł/szt
    TK39J60W . . . . . . 0,055Ω; 33zł/ szt
    TK31E60W
    IXT3465X2
    IPA60R099 . . . . . ID=20A; RDS=0,099Ω, 18,5zł/szt
    TK20A60W . . . . . ID=20A; RDS=0,13Ω, 14zł/szt
    STF26NM60N . . . ID=12A; RDS=0,13Ω; 10,5zł/szt
    IXFP22N65. . . . . UDS=650V; RDS=0,145Ω; 12zł/szt
    IPA50R190
    IPP50R190 . . ID=18A; RDS=0,19Ω; cena 6,5zł/szt . . <--- ?
    FDP18N50 . . . . . RDS=0,23Ω

    Może komuś się przyda?
    pozdrówka - Maciek
  • #8
    Tatalek
    Poziom 10  
    Wybrałem tranzystory IRF840 ponieważ były dostępne w moim lokalnym sklepie za 2,5 zł/szt oraz ze względu na mały prąd jaki przełączają w autotransformatorze.
    Zakładając że przebieg prądu ma kształt trójkąta 2,7A od szczytu do szczytu wartość skuteczna takiego prądu to około 0,78A strata mocy na rezystancji tranzystora to P= I2R co daje około 0,5W. Nie miałem potrzeby szukać lepszych
  • #10
    Freddy
    Poziom 43  
    @Tatalek Z jakim rodzajem obciążenia testowałeś?
  • #11
    _lazor_
    Moderator Projektowanie
    Tatalek napisał:
    Moim zdaniem, godnym uwagi jest sposób sterowania drajwerami. Rozwiązanie to podejrzałem w pewnym UPS-ie i uważam, że może się przydać. Sterowania tego nie widać wprost, ponieważ schemat jest podzielony na dwa arkusze. Chodzi mi o podłączenie diod do drajwerów co przedstawia poniższy rysunek. Załączyłem również przebiegi sterujące z czasem martwym.


    To jest bardzo dobre rozwiązanie. Można rzec że steruje się kierunkiem prądu a nie napięciem a co za tym idzie kosztem ciut większej mocy zużytej na sterowanie mamy układ praktycznie nieczuły na zakłócenia.
  • #13
    abant
    Poziom 9  
    _lazor_ napisał:
    To jest bardzo dobre rozwiązanie. Można rzec że steruje się kierunkiem prądu a nie napięciem a co za tym idzie kosztem ciut większej mocy zużytej na sterowanie mamy układ praktycznie nieczuły na zakłócenia.

    Nikt tego nie neguje zwłaszcza jeśli mówiąc o zakłóceniach masz na myśli to samo co Autor.
    Ja poddawałem w wątpliwość elastyczność tego rozwiązania.
    Przy tak zbudowanym sterowaniu nie masz możliwości:
    1. Synfazowego sterowania obu półmostkami (po co było podane w linku z mojego poprzedniego postu)
    2. Pracy w trybie "slow decay" przykładowa analiza https://ebldc.com/?p=86

    Jeśli takie możliwości nie są Ci potrzebne to OK dodatkowe zabezpieczenie jest zawsze cenne.
    Jeśli natomiast przydały by się (choćby problem autora z filtrowaniem napięcia wyjściowego oraz grzaniem dławików)
    to trzeba szukać innego rozwiązania.
    Albo z tego zrezygnować albo zdublować dla każdego półmostka - wybór zależy od założeń projektowych i projektanta.

    Tym nie mniej, myślę, że chcąc uzyskać coś dobrego z tego projektu najpierw trzeba by się skupić na zmianie algorytmu sterowania, a dopiero w drugiej kolejności zmianą sprzętu na optymalny ze względu na zastosowane sterowanie (mam na myśli zarówno przedmiot naszej dyskusji jak i topologię filtrów)
  • #14
    _lazor_
    Moderator Projektowanie
    Ogólnie faktycznie nie można użyć bardziej ciekawych algorytmów. Ja tylko wspomnę o algorytmie phase shift, który moim zdaniem jest znacznie ciekawszy niż slow decay.

    Autor ma inne sterowanie na swoim schemacie a inaczej je przerysował jako rysunek ideowy ;) I jeszcze ta zamiana miejscami Q3 i Q4, takie nie intuicyjne.
  • #15
    abant
    Poziom 9  
    _lazor_ napisał:
    Można używać tego sterowania oraz algorytmu phase shift full bridge.

    No nie wiem. Mi phase shift full bridge kojarzy się z czymś takim:
    https://www.analog.com/media/en/technical-doc...les/lt-journal-article/LTC1922-1_1100_Mag.pdf
    Wtedy:
    1. Nie ma składowej stałej na wyjściu (pierwotne trafa) - u nas ma być.
    2. jest trafo ( u nas nie)
    3. Na przebiegach z rys 3 masz odcinek czasu, w którym włączone są tranzystory B i D odpowiednik naszych 2 i 4.
    To przykładowo czas tuż przed oznaczeniem active delay. A w układzie z postu #1 tak się chyba nie da?


    Co do błędnego schematu to się nie wypowiem, bo nie wiem o którym mówisz. Być może ślepota,
    jeśli tak to te same pryncypia są w http://www.ti.com/lit/an/slva321/slva321.pdf
  • #16
    _lazor_
    Moderator Projektowanie
    Trochę zmodyfikowałem poprzednią wiadomość, więc cytowałeś mnie z nieaktualnej wiadomości (pewnie z powiadomienia na mailu).

    TI jednak lepiej tłumaczy ideę phase shift:
    http://www.ti.com/lit/an/slua107a/slua107a.pdf

    Oczywiście to by trzeba było zmodyfikować na potrzebę SPWM, bo wypełnienie nie jest 50%. Jedynym problemem jest to aby takie coś miało sens musi mieć obciążenie z indukcyjnością, co albo trzeba sztucznie zapewnić lub korzystać z indukcyjności pasożytniczej w obwodzie.

    A może to już to już przekombinowana idea, chociaż straty dynamiczne na kluczach to nie są tak małe wartości.
  • #17
    abant
    Poziom 9  
    Ujął bym to w ten sposób:
    TI lepiej (prościej) tłumaczy ideę. Niuanse lepiej AD. Ale to indywidulna preferencja.
    Nie zmienia to jednak mojego stanowiska z poprzedniego postu. Wszystkie trzy punkty pozostają aktualne.

    Rozumiem, że pisząc o modyfikacji masz na myśli, że przez połówkę okresu niskiej częstotliwości
    uruchamiamy tylko jedną przekątną mostka ze zmiennym wypełnieniem, i analogicznie drugą przekątną w drugim półokresie.
    Ja w każdym razie przy tym sterowaniu które jest, tylko taką opcję poprawy algorytmu widzę.


    Co do schematu faktycznie zamiana Q4 i Q3 jest w pierwszym rzucie nieintuicyjna.
    Sądzę, że autor na rysunku ideowym chciał uniknąć odbijania lustrzanego.
    Poza tym różnica którą zauważyłem jest zamiana PWML z PWMH pomiędzy schematem a rysunkiem ideowym.
    Poza tym OK.

    Ze zmian w schemacie w pierwszym rzucie wywaliłbym z filtra C6 i C9, bo filtrowanie wyjścia względem masy jest bez sensu
    przy tej hybrydzie elektronicznego autotransformatora/transformatora.
    A dławiki odetchnęły z ulgą ;-)
  • #18
    _lazor_
    Moderator Projektowanie
    Ogólnie idea phase shift jest taka aby komutować klucz gdy body diode przewodzi co powoduje zmniejszenie strat dynamicznych. Po za ty nie ma różnicy w sterowaniu klasycznym.

    Ja nie widzę w ogóle problemu z składową stałą, w końcu moduluje SPWM, który ma tonę harmonicznych a tak na prawdę filtrujemy tylko częstotliwość modulacji. Nie wiem gdzie w tym wszystkim składowa stała.
  • #19
    abant
    Poziom 9  
    Chyba się nie zrozumieliśmy.
    Nie chodzi o problem ze składową stałą. My ją CHCEMY, w przeciwieństwie do przypadku gdy mamy transformator.
    We wszystkich przebiegach podanych w Twoim linku, czy moim składowa stała w okresie PWM wynosi zero.
    I tak w nich ma być.
    W układzie autora ta składowa stała ma być niezerowa, aby po scałkowaniu (wyfiltrowaniu) zapewnić przebieg niskiej częstotliwości
  • #20
    _lazor_
    Moderator Projektowanie
    Nie za bardzo rozumiesz Fouriera?

    Sygnał SPWM jest modulowany sinusem, więc siłą rzeczy zawiera harmoniczną modulacji... Trzeba wyfiltrować tą składową...

    Składową stałą widać by było jak weźmiesz np od 0 do Π ale w przypadku każdego sinusa wtedy widać składową stałą...
  • #21
    Freddy
    Poziom 43  
    Tatalek napisał:
    Autotransformator testowałem podłączając 60 W żarówkę.
    Do sprawdzenie przeciążenia podłączyłem 200W żarówkę wówczas napięcie się
    znacznie obniża i odkształca
    Chodziło mi o rodzaj obciążenia, a nie moc.
  • #22
    abant
    Poziom 9  
    _lazor_ napisał:
    Nie za bardzo rozumiesz Fouriera?

    Sygnał SPWM jest modulowany sinusem, więc siłą rzeczy zawiera harmoniczną modulacji... Trzeba wyfiltrować tą składową...


    Tak, skompromitowałeś moją wiedzę matematyczną :-)

    Więc spróbujmy bez niej.
    Sygnał SPWM siłą rzeczy zawiera składową modulacji. Nigdy czegoś takiego nie negowałem.
    Sygnał na wyjściu układu z Twojego linka NIE JEST SYGNAŁEM SPWM
    Jest różnicą 2 sygnałów SPWM. Przesuniętych pomijalnie mało w fazie (z punktu widzenia niskiej częstotliwości)
    W związku z tym filtrowanie jest "troszeczkę" utrudnione.
    Otrzymasz w wyniku różnicę dwóch przebiegów o tej samej częstotliwości, amplitudzie i minimalnej różnicy fazy.
    Podsumowując otrzymasz prawie zero.

    Jako lepszy matematyk pewnie policzysz to dokładniej. Zapraszam, to łatwiejsze niż Fourier. To zwykła trygonometria.
    Podejmujesz wyzwanie?

    Możesz też pójść w praktykę
    Jeśli pokażesz mi gdzieś działający na tej podstawie układ, lub zaproponujesz schemat filtra, który da się zasymulować i będzie miał
    amplitudy napięć i prądów wyjściowych tego samego rzędu co wejściowe stawiam skrzynkę piwa. Nie wirtualnego.

    Podejmujesz wyzwanie?
  • #23
    _lazor_
    Moderator Projektowanie
    Rozumiem u Ciebie wszystko jest binarne. Jeśli przykład nie zawiera SPWM to znaczy że nie może tam być SPWM i nie można użyć danego rozwiązania?

    Jeszcze raz powtórzę że phase shift nie jest modulacją a jedynie przesunięciem fazy między poszczególnymi sygnałami i można taki sygnał jeszcze modulować SPWM.

    Nie mam za wiele czasu aby symulować Tobie układ z phase shiftem, ale masz tutaj zwykły klasyczny SPWM, który jako że został zrobiony od tak na szybko to ma źle dobrany filtr i napięcie wyjściowe ma składową stałą, która jak możesz zauważyć jest bardzo nie chciana, a Ty ciągle mi piszesz że:

    abant napisał:
    1. Nie ma składowej stałej na wyjściu (pierwotne trafa) - u nas ma być.


    Nie, nie ma być składowej stałej. Tak jak w napięciu sieciowym tak i na wyjściu takiego falownika sinus nie może mieć składowej stałej.

    http://tinyurl.com/ydh6fpnq
  • #24
    abant
    Poziom 9  
    Jeśli łaskawie spojrzałbyś na mój post #19 piszę wyraźnie, że chodzi mi o składową stałą w okresie PWM.
    Dalej uważasz, że powino jej nie być?
    Bo w SPWM jest. A Ty ciągle powołujesz się na nią.
    Masz tu obrazek. pomiędzy liniami pionowymi masz 1 okres PWM.
    jak widać w zielonym (SPWM) zmiana szerokości impulsu powoduje zmianę składowej składowej stałej. I tak musi być.
    Jak widać na czerwonym (phase shift ) niezależnie od szerokości impulsów składowa stała jest równa zero. I tak też musi byc, inaczej składowa stała nasyci Ci rdzeń
    Autotransformator elektroniczny z regulowanym napięciem i częstotliwością

    Jeśli natomiast chodzi Ci o coś innego niż sam podałeś w linku to proszę napisz z czym naprawdę mamy dyskutować.
    Bo na razie to tylko chyba Ty wiesz o czym myślisz
  • #25
    _lazor_
    Moderator Projektowanie
    Tutaj masz który sygnał idzie do kluczy, bo to co pokazałeś powyżej to nie jest sygnał sterujący klucze.

    Autotransformator elektroniczny z regulowanym napięciem i częstotliwością

    Sygnał dla par kluczy A i C oraz B i D się na siebie nachodzi (są przesunięte w fazie). Jednocześnie one nie muszą się nachodzić na siebie w takim stapniu jak w tej dokumentacji (przerysowane aby lepiej było widać).
    Ten sygnał można modulować jeszcze sinusem, dlaczego nie?

    Jednocześnie jednak uzysk na takim sterowaniu jest mniejszy niż myślałem jako że prąd nie zmienia kierunku (czyli tak składowa stała) to ZVS występuje tylko w jednym cyklu komutacji z czterech co jest w sumie już grą nie wartą świeczki
  • #26
    abant
    Poziom 9  
    Oczywiście, że nie jest to sygnal sterujący klucze.
    To użyteczny sygnał wyjściowy z mostka (out u Ciebie)
    Wydawało mi się oczywiste. Przepraszam.
  • #27
    _lazor_
    Moderator Projektowanie
    Jakby napięcie wyjściowe miało takie dziury to by było totalnie bezużyteczne ;) Ale w sumie nie ma tematu bo przy takim kombinowaniu uzysk i tak jest mizerny.
  • #28
    abant
    Poziom 9  
    Absolutnie nie.
    _lazor_ napisał:
    Jakby napięcie wyjściowe miało takie dziury to by było totalnie bezużyteczne

    Nie.
    Wartość skuteczna takiego napięcia z dziurami to 1/3 napięcia wejściowego.
    Autor zaś pisząc o zakłóceniach operował w okolicach 1/10.

    Stawiam, że bez zmiany schematu propozycja z #17 jest optymalna.