Elektroda.pl
Elektroda.pl
X
Elektroda.pl
Proszę, dodaj wyjątek dla www.elektroda.pl do Adblock.
Dzięki temu, że oglądasz reklamy, wspierasz portal i użytkowników.

Tory sygnałowe AC i DC - prostsze niż kiedykolwiek

ghost666 14 Wrz 2020 16:52 1416 0
  • Tory sygnałowe AC i DC - prostsze niż kiedykolwiek
    Próbkowanie w przetwornikach analogowo-cyfrowych (ADC) powoduje problemy zarówno zniekształcenia sygnałów (aliasing), jak i odbicia pojemności próbkującej. Do rozwiązania tych problemów projektanci używają filtrów antyaliasingowych i wzmacniaczy sterujących, co stanowi dla projektanta dodatkowe wyzwanie. Okazuje się, że stworzenie precyzyjnego toru analogowego w zakresie i DC, i AC w systemach z przetwornikami ADC jest sporym wyzwaniem dla elektronika.

    W poniższym artykule opisano przetworniki analogowo-cyfrowe typu sigma-delta (∑-Δ) działające w czasie ciągłym, które rozwiązują problemy z próbkowaniem poprzez uproszczenie łańcucha sygnałowego. Eliminują one potrzebę stosowania filtrów antyaliasingowych i buforów oraz rozwiązują błędy związane z dodatkowymi komponentami. Zmniejszają całkowity rozmiar systemu, ułatwiają projektowanie oraz poprawiają dopasowanie fazy, a także redukują opóźnienie systemu. W tym artykule przedstawiono również porównanie tych układów z przetwornikami dyskretnymi, a także ograniczenia wynikające ze stosowania przetworników analogowo-cyfrowych sigma-delta z czasem ciągłym.

    Podstawy próbkowania

    Digitalizacja danych obejmuje dwa podstawowe procesy: próbkowanie i kwantyzację, jak pokazano na rysunku 1. Próbkowanie jest pierwszym etapem, w którym sygnał analogowy x(t) zmieniany jest w sygnał dyskretny w czasie – x(n) przy użyciu próbkowania o częstotliwości fS Poszczególne próbki są od siebie równoodzielone w czasie o okres TS (1/TS = fS).

    Drugim krokiem jest kwantyzacja, która aproksymuje wartość próbek dyskretnych do jednej ze skończonych, możliwych wartości i jest reprezentowana w kodzie binarnym, jak pokazano na rysunku 1. Ta kwantyzacja do skończonego zestawu wartości prowadzi do błędu w digitalizacji zwanego szumem kwantyzacji.

    Tory sygnałowe AC i DC - prostsze niż kiedykolwiek
    Rys.1. Próbkowanie danych

    Proces próbkowania skutkuje również aliasowaniem, który objawia się pojawianiem się nowych sygnałów – nie istniejących w rzeczywistości składowych częstotliwości, znajdujących się w okolicy częstotliwości próbkowania, jak i częstotliwości Nyquista. Kryterium Nyquista wymaga, aby częstotliwość próbkowania była co najmniej dwukrotnie większa od najwyższej częstotliwości zawartej w sygnale. Jeśli częstotliwość próbkowania jest mniejsza niż dwukrotność maksymalnej częstotliwości sygnału analogowego, wystąpi zjawisko znane jako aliasing.

    Aby zrozumieć konsekwencje aliasingu zarówno w dziedzinie zarówno czasu, jak i częstotliwości, najpierw rozważmy przypadek reprezentacji sygnału w domenie czasu dla pojedynczego tonu sinusoidalnego próbkowanego, jak pokazano na rysunku 2.

    Tory sygnałowe AC i DC - prostsze niż kiedykolwiek
    Rys.2. Aliasing: reprezentacja w dziedzinie czasu.

    W tym przykładzie częstotliwość próbkowania fS nie jest równa co najmniej 2fa, ale tylko nieznacznie większa niż analogowa częstotliwość sygnału wejściowego, fa, co nie spełnia kryterium Nyquista. Wzór rzeczywistych próbek wytwarza wirtualną falę sinusoidalną przy niższej częstotliwości równej fS - fa.

    Odpowiednią reprezentację tego scenariusza w dziedzinie częstotliwości pokazano na rysunku 3.

    Tory sygnałowe AC i DC - prostsze niż kiedykolwiek
    Rys. 3. Aliasing: reprezentacja w dziedzinie częstotliwości.

    Szerokość pasma Nyquista jest zdefiniowana jako widmo częstotliwości od DC do fS/2. Widmo częstotliwości jest podzielone na nieskończoną liczbę stref Nyquista, z których każda ma szerokość równą 0,5 x fS. W praktyce idealny układ próbkujący, jest zastępowany przez ADC, a następnie przez procesor realizujący funkcję FFT. Zapewnia to transmisję sygnałów tylko z zakresu od DC do fS/2. W ten sposób sygnały lub ich aliasy, pojawiają się w pierwszej strefie Nyquist.

    Rozważmy przypadek sinusoidy o częstotliwości fa próbkowanej z częstotliwością fS przez idealny układ próbkujący (patrz rysunek 1). Załóżmy również, że fS> 2fa. Wyjście w domenie częstotliwości próbnika pokazuje aliasy lub obrazy oryginalnego sygnału wokół każdej wielokrotności fS; to znaczy przy częstotliwościach równych |±K x fS ± fa|, gdzie K = 1, 2, 3, 4…

    Rozważmy teraz przypadek sygnału, który znajduje się poza pierwszą strefą Nyquista na rysunku 3. Częstotliwość sygnału jest tylko nieznacznie mniejsza niż częstotliwość próbkowania, co odpowiada warunkowi przedstawionemu na rysunku 2. Warto zauważyć, że chociaż sygnał znajduje się poza pierwszą strefą Nyquista, jego obraz (lub alias), fS - fa, wpada do jej środka. Wracając do rysunku 3, jasne jest, że jeśli niepożądany sygnał pojawi się na którejkolwiek z częstotliwości obrazu fa, pojawi się również przy fa, tworząc w ten sposób fałszywą składową częstotliwości w pierwszej strefie Nyquista.

    Walka z wyzwaniami – poprawa precyzji działania układu

    W zastosowaniach o wysokiej precyzji projektanci systemów muszą zwalczać szum kwantyzacji, aliasing i problemy z próbkowaniem na wejściu kondensatora przełączanego, wynikające z procesu próbkowania. Oba typy precyzyjnych przetworników ADC - to znaczy układy o sukcesywnej aproksymacji (SAR) i przetworniki analogowo-cyfrowe typu sigma-delta, dostępne komercyjnie, wykorzystują system próbkowania oparty na przełączanym kondensatorze.

    Szum kwantyzacji

    W idealnym przetworniku Nyquista ADC rozmiar LSB przetwornika ADC określa szum kwantyzacji, który zostanie dodany do wejścia podczas konwersji analogowo-cyfrowej. Ten szum kwantyzacji jest rozłożony na szerokości całego pasma fS/2. Aby zredukować szum kwantyzacji, pierwszą techniką jest nadpróbkowanie – oversampling. Polega on na próbkowaniu sygnału wejściowego z dużo większą częstotliwością niż częstotliwość Nyquista w celu zwiększenia stosunku sygnału do szumu (SNR) i rozdzielczości (efektywna liczba bitów – ENOB). W przypadku oversamplingu częstotliwość próbkowania jest wybierana jako N-krotność częstotliwości Nyquista (2 × fIN), w wyniku czego ten sam szum kwantyzacji musi teraz rozłożyć się na N-krotność częstotliwości Nyquista. Efektywnie redukuje to więc szum kwantyzacji N-krotne.

    Zmniejsza to również wymagania dotyczące filtru antyaliasingu. Współczynnik nadpróbkowania (OSR) definiuje się jako fS/2x fIN, gdzie fIN jest pasmem sygnału, leżącego w zakresie zainteresowania układu. Zgodnie z ogólnymi wytycznymi, czterokrotne nadpróbkowanie przez przetwornik ADC, zapewnia jeden dodatkowy bit rozdzielczości lub wzrost zakresu dynamiki o 6 dB. Zwiększenie współczynnika nadpróbkowania skutkuje ogólnym zmniejszeniem szumów, a poprawa zakresu dynamicznego (DR) z powodu nadpróbkowania wynosi ΔDR = 10 x log10 OSR (w dB).

    Oversampling jest nieodłącznie używany i implementowany wraz ze zintegrowanym filtrem cyfrowym i funkcją decymacji. Podstawowy modulator nadpróbkowania w przetworniku ADC sigma-delta kształtuje szum kwantyzacji w taki sposób, że większość z niego występuje poza pasmem będącym przedmiotem zainteresowania, co skutkuje zwiększonym ogólnym zakresem dynamiki przy niskich częstotliwościach, jak pokazano na rysunku 4. Cyfrowy filtr dolnoprzepustowy (LPF ) usuwa następnie szum kwantyzacji poza interesującym nas pasmem, a decymator redukuje wyjściową szybkość danych z powrotem do szybkości Nyquista.

    Tory sygnałowe AC i DC - prostsze niż kiedykolwiek
    Rys.4. Przykład oversamplingu.

    Inną techniką zmniejszania szumu kwantyzacji jest tzw. kształtowanie szumu. W przetwornikach ADC typu sigma-delta, kwantyzator o niskiej rozdzielczości (od jednego do pięciu bitów) jest używany wewnątrz pętli, za filtrem. Przetwornik cyfrowo-analogowy służy jako sprzężenie zwrotne do odejmowania skwantowanego sygnału od wejścia, jak pokazano na rysunku 5.

    Tory sygnałowe AC i DC - prostsze niż kiedykolwiek
    Rys.5. Kształtowanie szumu.

    Integrator będzie sumował błąd kwantyzacji, powodując kształtowanie szumu kwantyzacji na wyższe częstotliwości, które następnie można przefiltrować za pomocą filtra cyfrowego. Rysunek 6 ilustruje gęstość widmową mocy (PSD) wyjścia x[n] typowego przetwornika ADC typu sigma-delta. Nachylenie kształtujące szum zależy od kolejności filtra pętli H(z) (patrz rysunek 11) i wynosi (20 × n) dB na dekadę, gdzie n jest rzędem filtru pętli. Przetwornik ADC sigma-delta osiąga wysoką rozdzielczość w paśmie dzięki połączeniu kształtowania szumu i nadpróbkowania. Szerokość pasma w paśmie działania systemu jest równa fODR/2 (ODR oznacza wyjściową szybkość transmisji danych). Wyższą rozdzielczość można uzyskać zwiększając rząd filtru pętli lub zwiększając współczynnik nadpróbkowania.

    Tory sygnałowe AC i DC - prostsze niż kiedykolwiek
    Rys.6. Wykres przedstawiający wpływ oversamplingu i kształtowania szumu.

    Aliasing
    Aby walczyć z aliasingiem w aplikacjach o wysokiej precyzji, stosowane są filtry antyaliasingowe wyższego rzędu, aby uniknąć jakiegokolwiek aliasowania się przebiegów o wyższej częstotliwości do pasma pomiaru. Filtr antyaliasingowy to filtr dolnoprzepustowy, który ogranicza pasmo sygnału wejściowego i zapewnia, że nie ma w sygnale składowej częstotliwości poza mierzoną szerokością pasma, która mogłaby się aliasować. Wydajność filtra będzie zależeć od tego, jak blisko fS/2 znajduje się sygnał pozapasmowy oraz od wymaganego jego tłumienia.

    W przypadku przetworników SAR ADC różnica między pasmem sygnału wejściowego a częstotliwością próbkowania nie jest duża, dlatego potrzebny jest filtr wysokiego rzędu, który wymaga złożonej konstrukcji - zwiększa to pobór mocy systemu i wprowadza zniekształcenia do sygnału. Na przykład, jeśli SAR ADC z prędkością próbkowania 200 kSPS ma pasmo wejściowe równe 100 kHz, filtr antyaliasingowy będzie musiał odrzucić sygnał wejściowy o częstotliwości powyżej 100 kHz, aby zapewnić, że nie występuje zjawisko aliasingu. Wymaga to filtra bardzo wysokiego rzędu. Rysunek 7 przedstawia stromą krzywą wymaganej charakterystyki takiego filtra.
    Tory sygnałowe AC i DC - prostsze niż kiedykolwiek
    Rys.7. Zjawisko aliasingu.

    Jeśli prędkość próbkowania równa jest 400 kSPS, aby zredukować wymagania, co do stromości filtra wejściowego. W takiej sytuacji konieczne jest odcinanie sygnałów o częstotliwości powyżej 200 kHz. Zwiększanie częstotliwości próbkowania zwiększa zapotrzebowanie na moc, do zasilania układu. W przybliżeniu powiedzieć można, że podwojenie prędkości próbkowania podwaja też zużycie energii. Dalszy oversampling będzie zmniejszał wymagania co do filtra antyaliasingowego kosztem poboru mocy przez system, gdy częstotliwość próbowana będzie znacznie wyższa niż pasmo wejściowe.

    W przypadku przetworników typu sigma-delta, wejście jest nadpróbkowane przy dużo wyższym OSR, więc wymagania dotyczące filtru antyaliasingowego są dużo mniejsze, jako że częstotliwość próbkowania jest znacznie niższa niż interesujące nas pasmo, jak pokazano na rysunku 8.
    Tory sygnałowe AC i DC - prostsze niż kiedykolwiek
    Rys.8. Wymagania odnośnie filtra anty-aliasingowego w przetworniku typu sigma-delta.


    Rysunek 9 przedstawia złożone wymagania, dotyczące filtrów antyaliasingowych, zależne od architektury przetwornika – SAR bądź dyskretny sigma-delta (DTSD).

    Jeśli wejściową szerokość pasma - 3 dB przyjmiemy za 100 kHz, to aby osiągnąć tłumienie na poziomie 102 dB przy częstotliwości próbkowania fS, dla przetwornika DTSD będzie potrzebny filtr antyaliasingowy drugiego rzędu, podczas gdy uzyskanie tego samego tłumienia przy częstotliwości fS będzie wymagało filtra piątego rzędu przy użyciu przetwornika ADC SAR.

    W przypadku przetworników analogowo-cyfrowych typu sigma-delta o czasie ciągłym (CTSD) tłumienie wynika z samej zasady działania układu, co oznacza, że nie ma potrzeby integrowania w systemie filtra antyaliasingowego.

    Tory sygnałowe AC i DC - prostsze niż kiedykolwiek
    Rys.9. Różne wymagania filtra antyaliasingowego dla różnych architektur przetwornika.

    Filtry te mogą być problemem dla projektantów systemów i konieczna jest ich optymalizacja pod kątem tłumienia w interesującym paśmie. Dodatkowo, filtry te dodają do sygnału wiele innych zniekształceń, takich jak przesunięcie, błąd wzmocnienie i fazy oraz szum, zmniejszając w ten sposób jego precyzję.

    Tego rodzaju precyzyjne przetworniki ADC mają charakter różnicowy, dlatego potrzebne jest dwa razy więcej elementów pasywnych w filtrze. Aby uzyskać lepsze dopasowanie fazowe w zastosowaniach wielokanałowych, wszystkie komponenty w łańcuchu sygnałowym muszą być dobrze do siebie dopasowane. W rezultacie wymagane są komponenty o węższej tolerancji.

    Układ próbkujący z kondensatorem

    Próbkowanie na wejściu z przełączanym kondensatorem opiera się na czasie ustalania się próbkowanego napięcia wejściowego na kondensatorze, tworząc istotne zapotrzebowanie na prąd do jego ładowania i rozładowania, gdy przełącznik próbkowania jest, odpowiednio włączony i wyłączony. Nazywa się to tzw. odbiciem wejścia i wymaga zastosowania wzmacniacza sterującego wejściem – drivera – który może dostarczać tej energii. Wymagane jest również ustalenie wejścia na koniec czasu próbkowania, a dokładność próbkowanego sygnału wejściowego determinuje dokładność przetwornika ADC, co oznacza, że wzmacniacz sterujący musi bardzo szybko ustabilizować się po zdarzeniu odbicia na wejściu. Prowadzi to do zapotrzebowania na driver o dużej przepustowości, który pozwala na szybką stabilizację napięcia na wejściu i możliwość absorbowania odbicia pojemności ADC na wejściu. Driver musi natychmiastowo dostarczyć prąd na kondensator wejściowy, gdy tylko ten zostanie dołączony do wejścia przetwornika. Wymaga to od drivera odpowiedniej prędkości działania. Dodatkowo – co komplikuje projekt płytki drukowanej – z powodu pasożytniczych sprzężeń w czasie pobierania próbek na driver będzie oddziaływało odbicie, które wymaga kompensacji, aby dostatecznie szybko ustabilizować napięcie przed następnym próbkowaniem. Jeśli sterownik wejścia nie podoła temu zadaniu, spowoduje to błąd podczas próbkowania.

    Tory sygnałowe AC i DC - prostsze niż kiedykolwiek
    Rys.10. Odbicie układu próbkującego.

    Rysunek 10 przedstawia odbicie ADC DTSD. Jeśli na przykład częstotliwość próbkowania wynosi 24 MHz, sygnał danych musi ustabilizować się w ciągu 41 ns. Ponieważ napięcie odniesienia jest również wejściem z przełączanym kondensatorem, potrzebny jest również bufor o dużej szerokości pasma na pinie wejściowym napięcia referencyjnego. Te sygnały wejściowe i bufory odniesienia zwiększają szum i obniżają ogólną precyzję łańcucha sygnałowego. Co więcej, komponenty te zniekształcając sygnał dodatkowo zwiększają wymagania dotyczące antyaliasingu z uwagi na zakłócenia generowane przy częstotliwości działania układu próbkującego. Co gorsze, pobór prądu przez układ próbkujący zmienia się w funkcji częstotliwości próbkowania, co oznacza, że przy jej zmianie, konieczne może być ponowne dostrojenie systemu w celu zmniejszenia błędu wzmocnienia generowanego w driverze ADC.

    Przetwornik analogowo-cyfrowy Sigma-Delta z próbkowaniem ciągłym

    CTSD ADC jest alternatywną architekturą dla przetwornika sigma-delta, która również wykorzystuje zasady, takie jak nadpróbkowanie i kształtowanie szumu, ale ma alternatywne sposoby implementacji operacji próbkowania, która zapewnia znaczne korzyści.

    Rysunek 11 przedstawia porównanie architektury DTSD i CTSD. Jak widać w tej pierwszej, wejście jest próbkowane przed pętlą. Filtr pętli H(z) jest dyskretny w czasie i realizowany za pomocą przełączanych układów całkujących na kondensatorach. Przetwornik DAC sprzężenia zwrotnego jest również oparty na przełączanych kondensatorach. Ponieważ na wejściu występuje próbkowanie, co spowoduje problem z aliasowaniem z częstotliwością fS, wymagany jest dodatkowy filtr antyaliasingowy na wejściu przed próbkowaniem.

    Tory sygnałowe AC i DC - prostsze niż kiedykolwiek
    Rys.11. Schematy blokowe przetworników typu sigma-delta z czasem dyskretny i ciągłym.


    CTSD nie posiada na wejściu układu próbkującego. Sygnał jest próbkowany w kwantyzatorze wewnątrz pętli. Filtr pętli pracuje w trybie ciągłym i wykorzystuje integrator z czasem ciągłym, podobnie jak przetwornik cyfrowo-analogowy ze sprzężeniem zwrotnym. Podobnie, jak w przypadku kwantyzacji, która zostaje ukształtowana, kształtowany jest również aliasing spowodowany próbkowaniem. Z tego punktu widzenia dla układu tego niemalże obce są problemy z próbkowaniem, przez co te ADC tworzą własną osobną klasę przetworników.

    Częstotliwość próbkowania CTSD jest stała, w przeciwieństwie do DTSD, gdzie częstotliwość próbkowania modulatora może być łatwo skalowana. Wiadomo również, że przetworniki CTSD są mniej odporne na jitter niż ich odpowiedniki z przełączanymi kondensatorami. Gotowe oscylatory kwarcowe lub CMOS zapewniają lokalne zegary z niskim szumem fazowym do przetworników ADC, co pomaga uniknąć przesyłania zegara o niskim jitterze przez izolację galwaniczną i pogarszania zgodności elektromagnetycznej układu.

    Dwie główne zalety CTSD to odrzucanie aliasów sygnałów poza pasmem i wejście typowo rezystancyjne tak dla sygnałów, jak i napięcia odniesienia.

    Przeniesienie kwantyzatora do wnętrza pętli powoduje odrzucanie aliasów. Jak pokazano na rysunku 12, sygnał wejściowy przechodzi przez filtr pętli, zanim zostanie poddany próbkowaniu, a błąd wynikający z aliasingu, który jest wprowadzany na kwantyzatorze, również przechodzi przez ten filtr. Sygnał i błąd aliasu będą miały tę samą funkcję przenoszenia szumu co pętla sigma-delta i oba będą miały podobnie ukształtowany szum, jak szum kwantyzacji w architekturach sigma-delta. W ten sposób odpowiedź częstotliwościowa pętli CTSD w naturalny sposób odrzuca sygnały wejściowe wokół całkowitych wielokrotności częstotliwości próbkowania, działając jako filtr antyaliasingowy.

    Tory sygnałowe AC i DC - prostsze niż kiedykolwiek
    Rys.12. Widmo modulatora CTSD

    Naturalny antyaliasing

    Posiadanie wejść rezystancyjnych na wejściach sygnałowych i referencyjnych sprawia, że sterowanie tym układem jest łatwiejsze niż konfiguracje z klasycznymi układami próbkującymi z pojemnością. Dzięki wejściom o stałej rezystancji w systemie tym nie występuje odrzut, a driver wejściowy można wręcz całkowicie z układu usunąć. Wejście jest wolne od zniekształceń, jak pokazano na rysunku 13. A ponieważ rezystancja wejściowa jest stała, wyeliminowana jest również konieczność przestrajanie systemu pod kątem błędów wzmocnienia.
    Tory sygnałowe AC i DC - prostsze niż kiedykolwiek
    Rys.13. Stabilizacja wejścia dla CTSD

    Wejście rezystancyjne

    Wejścia analogowe mogą być bipolarne, mimo że ADC ma zasilanie jednobiegunowe. Może to wyeliminować potrzebę konwersji sygnału wejściowego do ADC. Parametry DC przetwornika ADC mogą nie być taka same, ponieważ rezystor wejściowy ma teraz prąd zależny od rezystancji współbieżnej.

    Obciążenie dla napięcia odniesienia jest również rezystancyjne, co zmniejsza odbicie przy przełączaniu, dlatego oddzielny bufor odniesienia nie jest wymagany. Rezystor filtra dolnoprzepustowego może być zintegrowany w chipie, aby mógł zmieniać się wraz z obciążeniem rezystancyjnym układu (ponieważ mogą być z tego samego materiału), w celu zmniejszenia dryftu termicznego przy błędzie wzmocnienia.

    Architektura CTSD nie jest nowa, ale trendy na rynkach przemysłowych i oprzyrządowania wymagają precyzji przy DC jak i AC przy coraz większych szerokościach pasma. Ponadto klienci wolą projekt korzystający z jednej platformy, który byłby zgodny z większością ich rozwiązań, aby skrócić ich czas wprowadzenia na rynek.

    Architektura CTSD była wybierana w szerokim wachlarzu zastosowań, od wysokiej jakości systemów audio po front-endy radiotelefonów komórkowych ze względu na szereg zalet w porównaniu z innymi typami przetworników ADC. Korzyści te obejmują łatwiejszą integrację i niższe zużycie energii, ale także, ponieważ użycie układów CTSD rozwiązuje szereg istotnych problemów na poziomie systemu. Ze względu na szereg niedociągnięć technologicznych użycie CTSD było wcześniej ograniczone do relatywnie niskiej częstotliwości pasma i niższego zakresu dynamicznego. Dlatego przetworniki z częstotliwością Nyquista, takie jak przetworniki ADC z sukcesywną aproksymacją i przetworniki DTSD z nadpróbkowaniem, były głównym rozwiązaniem w zastosowaniach wymagających precyzji, wysokiej wydajności i przepustowości.

    Jednak ostatnie przełomy technologiczne, wprowadzone przez Analog Devices, umożliwiły pokonanie wielu ograniczeń tych układów. AD7134 to pierwszy przetwornik ADC o wysokiej precyzji o szerokości pasma do 400 kHz oparty na architekturze CTSD, który osiąga znacznie wyższe specyfikacje, zapewniając jednocześnie dokładność przy pomiarze prądu stałego, co z kolei umożliwia rozwiązanie wielu ważnych problemów na poziomie systemowym w systemach wysokiej precyzji. AD7134 integruje w sobie również asynchroniczny konwerter częstotliwości próbkowania (ASRC) dostarczający dane ze zmienną szybkością transmisji danych, pochodzące ze stałej szybkości próbkowania CTSD. Szybkość przesyłania danych wyjściowych może być niezależna od częstotliwości próbkowania modulatora i umożliwia skuteczne wykorzystanie przetworników CTSD ADC dla różnych przepustowości pomiaru. Elastyczność w zakresie zmiany wyjściowej szybkości transmisji danych umożliwia również użytkownikom stosowanie próbkowania spójnego.

    Korzyści z wykorzystania układu AD7134 w torze sygnałowym

    Wolne od aliasingu

    Odrzucanie aliasów eliminuje potrzebę stosowania filtra antyaliasingowego, co skutkuje mniejszą liczbą komponentów i mniejszym rozmiarem całego systemu. Co ważniejsze, wszystkie problemy z parametrami, które towarzyszą filtrom antyaliasingowym, takie jak błędy wzmocnienia i fazy oraz szum w systemie, nie są już obecne.

    Łańcuch sygnałów o niskiej latencji

    Filtry antyaliasingowy znacząco zwiększa ogólne opóźnienie w łańcuchu sygnałowym, w zależności od potrzebnego tłumienia. Usunięcie filtra całkowicie eliminuje to opóźnienie i umożliwia przeprowadzenie precyzyjnej konwersji np. w aplikacjach cyfrowej pętli sterowania.

    Doskonałe dopasowanie fazowe

    Brak filtru antyaliasingu na poziomie systemu pozwala znacznie poprawić dopasowanie fazy w systemach wielokanałowych. To sprawia, że jest to doskonały wybór do zastosowań wymagających niskiego rozrzutu faz pomiędzy kanałami, takich jak monitorowanie drgań, pomiary mocy, moduły akwizycji danych i sonary.

    Odporność na zakłócenia

    Ze względu na swoje działanie filtrujące, przetworniki CTSD ADC są również odporne na wszelkiego rodzaju zakłócenia na poziomie systemu, a także pochodzące z samego układu scalonego. W przetwornikach DTSD ADC i SAR ADC należy uważać, aby podczas próbkowania ADC było możliwie najmniej zakłóceń np. w liniach zasilających. W omawianych układach problem ten jest dużo mniej dotkliwy.

    Wejścia rezystancyjne

    Dzięki stałej rezystancji wejść analogowych i odniesienia, wymóg drivera można całkowicie wyeliminować. Ponownie, wszystkie problemy związane z parametrami driverów, takie jak błędy wzmocnienia czy fazy oraz dodatkowy szum, już nie istnieją.

    Łatwe do zaprojektowania

    Walka o osiągnięcie wysokiej precyzji pomiaru jest bardzo minimalna, ponieważ liczba wykorzystywanych elementów jest znacznie zmniejszona. Skutkuje to krótszym czasem projektowania, szybszym wprowadzaniem na rynek nowych urządzeń, łatwiejszym zarządzaniem dostawami komponentów i zwiększoną niezawodnością.

    Rozmiar

    Usunięcie filtra antyaliasingowego oraz sterownika wejścia analogowego i bufora napięcia odniesienia znacznie zmniejszy obszar PCB. Wzmacniacz pomiarowy może być użyty do bezpośredniego sterowania ADC. W przypadku układu AD7134, ponieważ jest to wejście różnicowe, różnicowy wzmacniacz wejściowy, taki jak LTC6373, może być używany jako driver. Porównanie na rysunku 14 przedstawia łańcuch sygnałowy dla układu opartego na próbkowaniu w czasie dyskretnym i łańcucha sygnału opartego na próbkowaniu w czasie ciągłym. Eksperyment pokazuje 70% oszczędności obszaru PCB w porównaniu z równoważnym łańcuchem sygnałowym opartym na czasie dyskretnym, co czyni go doskonałym wyborem do zastosowań wielokanałowych o dużej gęstości.

    Tory sygnałowe AC i DC - prostsze niż kiedykolwiek
    Rys.14. Porównanie toru sygnałowego z czasem dyskretnym (po lewej) i ciągłym (po prawej).

    Tory sygnałowe AC i DC - prostsze niż kiedykolwiek
    Rys.15. Porównanie wielkości obu układów z poprzedniego schematu na PCB.


    Podsumowując, AD7134 oferuje znaczną redukcję rozmiaru systemu, upraszcza projekt toru sygnałowego, sprawia, że system jest bardziej odporny na zakłócenia, jak i skraca całkowity czas wprowadzenia urządzania na rynek dzięki uproszczeniu projektu, szczególnie dla systemów o wysokiej precyzji.

    Autorzy:

    Wasim Shaikh dołączył do Analog Devices w 2015 roku jako inżynier aplikacji w Wydziale Przetworników Precyzyjnych w Bangalore w Indiach. Uzyskał on tytuł licencjata na Uniwersytecie Pune w 2003 roku. Można się z nim skontaktować pod adresem wasim.shaikh(malpa)analog.com.

    Srikanth Nittala jest głównym technologiem w Analog Devices w Wydziale Przetworników Precyzyjnych w Bangalore w Indiach. Srikanth uzyskał tytuł magistra na Indyjskim Instytucie Technologii w Bombaju w 2003 roku. Można się z nim skontaktować pod adresem srikanth.nittala(malpa)analog.com.

    Autorzy chciałby podziękować Abhilashy Kawle, Avinashowi Gutcie i Roberto Maurino za wsparcie podczas pisania tego artykułu.

    Fajne! Ranking DIY
    Potrafisz napisać podobny artykuł? Wyślij do mnie a otrzymasz kartę SD 64GB.
    O autorze
    ghost666
    Tłumacz Redaktor
    Offline 
    Fizyk z wykształcenia. Po zrobieniu doktoratu i dwóch latach pracy na uczelni, przeszedł do sektora prywatnego, gdzie zajmuje się projektowaniem urządzeń elektronicznych i programowaniem. Od 2003 roku na forum Elektroda.pl, od 2008 roku członek zespołu redakcyjnego.
    ghost666 napisał 9961 postów o ocenie 8221, pomógł 157 razy. Mieszka w mieście Warszawa. Jest z nami od 2003 roku.
  • MetalworkMetalwork