Układy z tranzystorem MOSFET
Pobieżne przejrzenie ofert producentów i not katalogowych potwierdza jedną rzecz: tranzystory MOSFET służą "tylko" jako przełączniki. We wzmacniaczach występują raczej w roli wtórników źródłowych w stopniach wyjściowych, ale nigdy jako stopnie ze wzmocnieniem napięciowym czy też wejściowe. Dlaczego?
Z tego, co się zorientowałem, to główną przyczyną jest poziom szumów własnych tranzystorów MOSFET. Jest znacząco wyższy niż szum w tranzystorach JFET i bipolarnych. Po pobieżnym przejrzeniu Internetu i not katalogowych nie znalazłem konkretnych wartości tego szumu. Dlatego z reguły stopnie wzmacniające na MOSFETach występują tylko w układach w.cz. gdyż poziom szumów maleje wraz ze wzrostem częstotliwości (do pewnego punktu). Nie ma też zbyt dużego zapotrzebowania na pojedyncze tranzystory MOSFET w roli wzmacniaczy m.cz. W tych aplikacjach częściej stosuje się niskoszumne wzmacniacze operacyjne o dużej impedancji wejściowej, często ze stopniami JFET lub BIFET.
Drugim problemem, dla tranzystorów N-MOSFET z kanałem wzbogaconym jest wymóg dość wysokiego napięcia polaryzacji bramki Vgs. Musi być ono wyższe niż napięcie Vgs(TH), a to może wynosić 1-3V. Dla tranzystorów P-MOSFET napięcie ma wartość ujemną i często bywa jeszcze wyższe. To ogranicza też minimalne napięcie zasilania układu.
Trzecim, drobnym problemem jest prosty fakt, iż praktycznie nikt nie używa tranzystorów MOSFET w stopniach wejściowych wzmacniaczy m.cz. przez co trudno o gotowe przykłady czy poradniki, które pokazują w prosty sposób, jak taki układ zrealizować.
Czwartym problemem jest pojemność bramki, która ogranicza pasmo przenoszenia i uzależnia je od impedancji źródła i impedancji wejściowej.
Podstawowy bufor na tranzystorze 2n7000
Rozpatrzmy poniższy układ:
Źródło sygnału ma impedancję (Rs) 1MΩ. W układzie pracuje 2N7000, bardzo tani tranzystor N-MOSFET. Wypadkowa impedancja wejściowa wzmacniacza wynosi R1||R2, czyli w naszym przypadku ~6,42MΩ. Dlatego wzmocnienie tego układu wynosi dla pasma 10Hz-1kHz średnio -2dB według symulacji, pasmo -3dB sięga do ~6,1kHz:
Jeśli jednak podniesiemy dziesięciokrotnie wartości R1 i R2, sytuacja się poprawi, i wzmocnienie urośnie do średnio -0,7dB, pasmo -3dB zaś zostanie ograniczone do ~5,4kHz, wedle symulacji:
Ponieważ układ pracuje w konfiguracji wspólnego drenu, jego wzmocnienie zawsze będzie niższe od jedności.
Bufor ze wzmocnieniem na 2N7000
Rozpatrzmy poniższy układ:
Układ wspólnego drenu został zastąpiony układem wspólnego źródła. Rezystory R3 i R5 ustalają punkt pracy, dzielnik R1-R2 jest odseparowany od bramki rezystorem R6, przez co wypadkowa impedancja wejściowa wynosi R1||R2 + R6, czyli w tym przypadku 470,5MΩ. Spójrzmy na wyniki symulacji:
Dzięki tym zmianom impedancja źródła może wynosić 10MΩ i więcej. Dla 50MΩ pasmo -3dB sięga ~1kHz przy wzmocnieniu na poziomie ~7,4dB.
Bufor z tranzystorem o kanale zubożonym LND150
Rozpatrzmy kolejny schemat:
Ponownie mamy do czynienia z układem wspólnego źródła. R1 określa impedancję wejściową, w tym przypadku wynosi 470MΩ. Ale nawet przy 4,7GΩ układ będzie działał tak samo, bo zadaniem rezystora jest tylko utrzymywać potencjał masy na bramce. Sygnał zmienny nakłada się na ten potencjał kontrolując prąd płynący między drenem, a źródłem. Spójrzmy na symulację:
Średnie wzmocnienie 1,4dB aż do ~1kHz, spada do zera w okolicy ~10kHz, pasmo -3dB sięga ~15,7kHz. Ponownie, pasmo ogranicza impedancja źródła.
Bufor dwustopniowy na LND150 i BC327
Spójrzmy na schemat:
Widać tu kilka znacznych zmian. Wartość C1 zmalała, ponieważ już nie ogranicza pasma od dołu. Tym razem impedancja wynosi tyle, ile wynosi R6, w naszym przypadku 10GΩ. Tranzystor MOSFET w układzie wspólnego źródła i tranzystor bipolarny w układzie wspólnego emitera współdzielą też rezystor R3. Kondensator C3 pełni funkcję bootstrapu, nieznacznie podnosząc wzmocnienie przez dalszą redukcję prądu płynącego poprzez R6 dla sygnałów zmiennych. Spójrzmy na symulację:
Wzmocnienie wynosi od -0,4dB do -1dB w zakresie 10Hz-20kHz. Pasmo -3dB sięga ~49,1kHz. Gdy impedancja źródła wzrośnie do 1GΩ, wzmocnienie wynosi -1,1dB dla 10Hz, -1,8dB dla 2kHz i -13dB dla 20kHz.
Ulepszony bufor dwustopniowy na LND150 i BC327
Drobne zmiany w układzie poprawiły właściwości układu:
Wartości dwóch rezystorów zostały zmienione i został dodany rezystor separujący dren tranzystora MOSFET i bazę tranzystora bipolarnego. Co to dało?
Wzmocnienie nadal jest poniżej jedności, ale nie zmienia się za bardzo aż do 80kHz. Dopiero przy ~114,8kHz spada poniżej -3dB. Do tego zbocze spada dość stromo, co jest zaletą układu.
Wzmacniacz dwustopniowy na LND150 i BC337
Spójrzmy na schemat:
Pierwszy stopień w konfiguracji wspólnego źródła, drugi to wspólny emiter. Sygnał jest jednak brany ze źródła, nie z drenu. Impedancję wejściową ustala rezystor R1. Układ cechuje się znacznym wzmocnieniem napięciowym, co pokazuje symulacja:
Około 27dB w zakresie od 10Hz do 4kHz, pasmo -3dB sięga ~20kHz. Jest to niezły wynik, ale szum termiczny rezystora R1 też zostanie wzmocniony.
Układy z tranzystorami bipolarnymi
Tranzystory bipolarne znane są z wielu zalet, ale wysoka impedancja wejściowa generalnie wśród nich nie występuje. Wynika to z faktu, iż tranzystory bipolarne są sterowane prądem, a nie napięciem, i ten prąd bazy przemnożony przez spadek napięcia na złączu baza-emiter determinuje impedancję wejściową tranzystora. Z Vbe nic nie można zrobić, ale Ib, zwłaszcza dla sygnałów zmiennych, można zredukować.
Dwustopniowy bufor na BC337 z bootstrapem
Spójrzmy na schemat:
Mamy tu do czynienia z dwoma stopniami w układzie wspólnego kolektora, zatem wzmocnienie jest w teorii niższe od jedności. Kondensator C4 redukuje wpływ rezystora emiterowego na prąd bazy dla sygnałów zmiennych. Z kolei C3 zmniejsza spadek napięcia na R6 dla sygnałów zmiennych, co znacznie redukuje prąd przez niego płynący. Spójrzmy ma wyniki symulacji:
Wzmocnienie średnio wynosi -0,5dB, pasmo -3dB sięga ponad 72kHz (na wykresie wskazany jest punkt -2,5dB), przy czym przy 40kHz jest podbite do około 1dB, to właśnie efekt działania kondensatora C4. Zresztą wystarczy spojrzeć, co się stanie, jak go nie będzie:
Pasmo -3dB kończy się na 2,1kHz. Taka forma pojemnościowego bootstrapu przewija się w wielu układach na tranzystorach bipolarnych.
Dwustopniowy bufor z parą Darlingtona na BC547C i z BC337
Spójrzmy na schemat:
Układ poza zmianą paru wartości rezystorów i kondensatorów id poprzedniego różni się obecnością pary tranzystorów w układzie Darlingtona. Ze względu na większe wzmocnienie prądowe i pasmo przenoszenia zastosowane zostały tranzystory BC547C. R6 wzrósł do 4,7GΩ. Prąd kolektora Q1 wynosi (wedle symulacji) około 75nA, prąd kolektora Q2 zaś 22µA. Spójrzmy na wynik symulacji dla kilku wartości Rs:
Dodałem linie dla 0dB i -3dB. Jak widać z wykresów, nawet dla impedancji źródła 500MΩ wzmocnienie ma wartość -0,97dB, a pasmo -3dB sięga 2kHz. Dla 100MΩ pasmo sięga 11kHz. Dla 10MΩ pasmo sięga 81kHz, a średnie wzmocnienie wynosi -0,16dB.
W teorii możemy dołożyć kolejny tranzystor w układzie Darlingtona. W praktyce jednak to niewiele pomoże, bo tranzystory w układzie Darlingtona pracują wolniej, co ogranicza pasmo od góry. Generalnie tranzystory bipolarne nie są preferowaną metodą uzyskiwania dużych impedancji wejściowych.
Układy z tranzystorami JFET
Tranzystory JFET są doskonale znane w zastosowaniach, gdy wymagana jest wysoka impedancja wejściowa. To cecha charakterystyczna wzmacniaczy operacyjnych z wejściami JFET, jak wielce popularny TL07x. We wzmacniaczach gitarowych tranzystory JFET od lat tworzą stopnie wejściowe. Podobnie w każdym mikrofonie elektretowym znajdziemy niskoszumny tranzystor JFET - jego bardzo wysoka impedancja wejściowa umożliwia pracę mikrofonu, gdyż elektret - materiał z trwałym ładunkiem elektrostatycznym stanowi jedną z okładzin kondensatora wewnątrz mikrofonu. Jego drgania powodują zmianę ładunku na bramce tranzystora, co moduluje napięcie między źródłem i drenem. Gdyby bramka nie miała wysokiej impedancji, sygnał byłby za słaby by wysterować tranzystor.
Jednostopniowy bufor na BF245C
Spójrzmy na schemat:
Tranzystor JFET pracuje w konfiguracji wspólnego źródła. Impedancja zależy generalnie od wartości R1. Układ ma wzmocnienie poniżej jedności. Spójrzmy na wykres wzmocnienia:
Wzmocnienie wynosi -0,824dB. Pasmo -3dB od tego punktu sięga prawie 10kHz. Dodając kondensator równolegle z R3, jak na schemacie poniżej możemy zmienić bufor we wzmacniacz:
Jak widać z symulacji wzmocnienie wzrosło do ponad 24dB, ale pasmo -3dB spadło do poniżej 1kHz. Zmieńmy układ pracy na wspólny dren, czyli zróbmy prawdziwy bufor napięciowy:
Wzmacniacz uległ uproszczeniu, ale jego parametry się poprawiły. Wzmocnienie wynosi -0,55dB, pasmo -3dB zaś sięga ponad 27kHz.
Dwustopniowy bufor na BF245C i BC547C z bootstrapem
Układ jest dość prosty: pierwszy stopień w konfiguracji wspólnego drenu, ale rezystor w źródle jest bootstrapowany przez kondensator C4. Drugim punktem bootstrapu jest dzielnik z R3 i R5. Drugi stopień w układzie wspólnego kolektora stanowi stopień wzmocnienia prądowego, który izoluje dren J1 od wyjścia. Spójrzmy na wykres:
Wzmocnienie wynosi -0,33dB, pasmo -3dB sięga do 16,5kHz. Ale impedancja źródła wynosi 1GΩ. Dla 500MΩ pasmo wynosi ~32kHz, a dla 100MΩ sięga aż ~176kHz,
Bufor z TL07xC
Jeśli amplituda sygnału nie przekracza 5,2Vp-p, to można zastosować wzmacniacz TL07xC w roli bufora, jak w układzie poniżej:
TL07xC pracuje w konfiguracji bufora nieodwracającego. R1, R2 i R3 polaryzują wejście nieodwracające, C3 realizuje funkcję bootstrapu, Spójrzmy na wykres:
Wzmocnienie wynosi około -0,07dB, pasmo -3dB sięga aż ~737,6kHz przy impedancji źródła 10GΩ. Zwiększenie wartości R3 zwiększa pasmo. Przy 4.7GΩ osiąga ~1,16MHz, przy 10GΩ osiąga ~2MHz, przy 22GΩ sięga ~2,87MHz, a przy 33GΩ aż 3MHz.
Kogoś może kusić dodanie wzmocnienia już w pierwszym stopniu - można to zrobić, ale parametry ulegną pogorszeniu. Lepiej za pierwszym stopniem dołożyć drugi, który będzie realizował wzmocnienie napięciowe. Oczywiście ten układ można, a nawet należałoby zasilać napięciem symetrycznym, ale chciałem pokazać, iż będzie pracował także przy pojedynczym napięciu zasilania.
Podsumowanie
Wszystkie zademonstrowane układy opierają się na kilku podstawowych rozwiązaniach związanych z bootstrapem. Ideą tych układów jest ograniczenie do minimum prądów dla sygnałów zmiennych płynących przez rezystory ustalające punkt pracy i polaryzujące tranzystor pracujący jako pierwszy stopień. Pewnym problemem może być pozyskanie rezystorów o wartościach powyżej 100MΩ. Ponadto szumy termiczne elementów o tak dużych wartościach są znaczne. Dla rezystora 100MΩ szum termiczny w temperaturze 25 stopni Celsjusza i dla pasma audio wynosi 181,4µV, albo -74,88dBV. Dla rezystora 1GΩ szum termiczny wynosi 573,7µV, albo -64,82dBV. Dla rezystora 10GΩ szum termiczny wynosi aż 1,814mV, albo -54,82dBV.
Wartości elementów zostały wygenerowane na drodze symulacji dla różnych wartości poszczególnych elementów aż do uzyskania najlepszych, możliwych parametrów. Przy zmianie wartości napięcia zasilania może być potrzebne przeliczenie wartości rezystorów, albo ich zasymulowanie.
Jeśli macie pytania lub sugestie innych rozwiązań, podzielcie się nimi w komentarzach/
Cool? Ranking DIY
