W części 1 tej serii poświęconej optymalizacji łańcucha zasilania systemów analogowych i mieszanych omówiono, w jaki sposób można określić ilościowo poziom szumu zasilania w celu ustalenia, na które parametry urządzeń łańcucha sygnału ma on wpływ. Zoptymalizowaną sieć dystrybucji energii (PDN) można utworzyć poprzez zdefiniowanie rzeczywistych limitów poziomów szumów i zakłóceń w liniach zasilania, tak, aby urządzenia przetwarzające sygnał mogły je zaakceptować bez destabilizowania integralności wytwarzanych przez siebie sygnałów. W części 2 oraz 3 metodologia ta była stosowana do szybkich przetworników analogowo-cyfrowych i cyfrowo-analogowych (ADC i DAC), gdzie pokazano, że obniżenie szumu do niezbędnego pułapu nie zawsze oznacza wyższy koszt systemu, większe rozmiary, czy mniejszą sprawność. Te wszystkie parametry projektowe można faktycznie zaspokoić w jednym zoptymalizowanym rozwiązaniu zasilania.
Ten artykuł skupia się na innej części toru sygnałowego, tj. zintegrowanych nadajnikach i odbiornikach RF — transceiverach. W dalszej części materiału sprawdzamy czułość urządzenia na szum dochodzący z każdej szyny zasilającej. Aby określić, które z urządzeń wymaga dodatkowego filtrowania szumów. Zapewnione jest zoptymalizowane rozwiązanie zasilania, które jest dodatkowo weryfikowane przez porównanie jego wydajności w zakresie SFDR i szumu fazowego z bieżąco wykorzystywanym systemem PDN po podłączeniu do nadajnika-odbiornika RF.
Optymalizacja systemu zasilania dla podwójnego nadajnika-odbiornika RF ADRV9009 6 GHz
ADRV9009 to wysoce zintegrowany elastyczny transceiver radiowy (RF) oferujący podwójne nadajniki i odbiorniki, zintegrowane syntezatory i funkcje cyfrowego przetwarzania sygnałów. Układ ten zapewnia wszechstronne połączenie wysokiej wydajności i niskie zużycie energii wymaganej przez aplikacje stacji bazowych 3G, 4G i 5G z nadawaniem i podziałem czasu (TDD).
Rys.1. Standardowa sieć dystrybucji zasilania płytki ewaluacyjnej dla podwójnego transceivera ADRV9009. Konfiguracja ta wykorzystuje poczwórny stabilizator ADP5054 z czterema dalszymi stabilizatorami LDO, aby spełnić wymagania, co do szumu i zmaksymalizować sprawność transceivera. Celem jest udoskonalenie tego rozwiązania.
Rysunek 1 przedstawia standardowy system zasilania dla podwójnego transceivera ADRV9009. Dany PDN składa się z poczwórnego stabilizatora impulsowego ADP5054 z czterema stabilizatorami liniowymi. Celem jest tutaj sprawdzenie, jak można poprawić sprawność sieci dystrybucji energii, odnosząc się do poszczególnych parametrów, przy założeniu zwiększania szumu w liniach zasilania o wartość, która nie pogorszy właściwości transceivera.
Jak pokazano w tej serii artykułów, ilościowe określenie czułości ADRV9009 na zakłócenia zasilania jest niezbędne do optymalizacji PDN. Podwójny transceiver ADRV9009 6 GHz wymaga pięciu różnych szyn zasilających, a mianowicie:
* 1,3 V analogowe (VDDA1P3_AN);
* 1,3 V cyfrowe (VDDD1P3_DIG);
* 1,8 V dla nadajnika (VDDA_1P8);
* 2,5 V dla interfejsu (VDD_INTERFACE);
* 3,3 V — pomocnicze (VDDA_3P3).
Analiza
Rysunek 2 przedstawia wyniki pomiaru PSMR dla portu odbiornika 1 dla szyn analogowych (VDDA1P3_AN, VDDA_1P8 i VDDA_3P3). W przypadku szyn cyfrowych — VDDD1P3_DIG oraz VDD_INTERFACE — maksymalne wstrzykiwane tętnienie, jakie możliwe było do wytworzenia za pomocą generatora sygnału, nie generowało prążków w widmie wyjściowym, więc nie trzeba się martwić o minimalizację tętnienia na tych szynach. Modulowana amplituda impulsu wyrażona jest w dBFS, gdzie maksymalna moc wyjściowa (0 dBFS) odpowiada 7 dBm lub 1415,89 mV p-p w systemie o impedancji 50 Ω.
Rys.2. Charakterystyka PSMR dla analogowych szyn zasilających transceivera ADRV9009 w odbiorniku 1.
Dla szyny VDDA1P3_AN pomiar został wykonany na dwóch różnych odgałęzieniach ścieżek zasilania na płytce transceivera. Zauważcie, że na rysunku 2 PSMR spada poniżej 0 dB przy częstotliwości tętnienia poniżej częstotliwości 200 kHz, co wskazuje, że tętnienie przy tych frekwencjach powoduje jeszcze wyższe impulsy modulacyjne o tej samej wielkości. Oznacza to, że poniżej 200 kHz odbiornik 1 jest bardzo czuły, nawet na najmniejsze tętnienia wytwarzane przez szynę zasilania VDDA1P3_AN.
Szyna VDDA_1P8 jest podzielona na dwie gałęzie na analizowanej płytce transceivera: VDDA1P8_TX oraz VDDA1P8_BB. Szyna VDDA1P8_TX osiąga minimum PSMR przy 100 kHz przy około ~27 dB, co odpowiada tętnieniu na poziomie 63,25 mV p-p przy 100 kHz. To daje modulowane prążki o napięciu międzyszczytowym równym 2,77 mV p-p. VDDA1P8_BB osiąga minimum ok. 11 dB przy częstotliwości tętnienia 5 MHz, co odpowiada impulsom o napięciu międzyszczytowym równym 0,038 mV p-p wytwarzanym przez 0,136 mV p-p wstrzykiwanego sygnału tętnienia.
Dane dla linii VDDA_3P3 pokazują, że przy częstotliwości około 130 kHz i mniej, PSMR spada poniżej 0 dB, co wskazuje, że sygnał RF w odbiorniku 1 jest bardzo wrażliwy na szum pochodzący z VDDA_3P3. PSMR dla tej szyny rośnie wraz ze wzrostem frekwencji, osiągając poziom do 72,5 dB przy częstotliwości 5 MHz.
Podsumowując, wyniki dla pomiaru PSMR pokazują, że wśród szyn zasilających, szum pochodzący z szyn VDDA1P3_AN i VDDA_3P3 jest najbardziej niepokojący, przyczyniając się do największej ilości tętnień sprzężonych z odbiornikiem 1 transceivera ADRV9009.
Rys.3. Charakterystyka PSRR analogowych szyn zasilających transceivera ADRV9009 w odbiorniku 1.
Rysunek 3 pokazuje zmienność PSRR ADRV9009 dla analogowych szyn zasilających. PSRR dla VDDA1P3_AN jest płaski przy poziomie około 60 dB, aż do 1 MHz i nieznacznie spada do minimum około 46 dB przy częstotliwości kluczowania 5 MHz. Można to postrzegać jako tętnienie na poziomie 0,127 mV p-p o częstotliwości 5 MHz, które wytwarza impuls o amplitudzie międzyszczytowej równej 0,001 mV p-p. Impuls ten porusza się przy częstotliwości oscylatora lokalnego (LO) wraz z modulowanym sygnałem RF.
PSRR dla szyny VDDA1P8_BB ADRV9009 osiąga najniższy poziom równy około 47 dB przy częstotliwości 5 MHz, podczas gdy PSRR dla szyny VDDA1P8_TX nie spada poniżej poziomu 80 dB. W widmie poniżej 1 MHz, PSRR dla VDDA_3P3 jest wyższy niż pokazane 90 dB. Pomiar jest przycinany na poziomie 90 dB, ponieważ maksymalne wprowadzone tętnienie do 1 MHz wynosi 20 mV p-p — nie jest wystarczająco wysokie, aby wytworzyć impulsy powyżej poziomu szumów lokalnego oscylatora. PSRR dla tej szyny jest wyższy, niż pokazano poniżej dla 1 MHz, a wraz ze wzrostem częstotliwości spada do 76,8 dB przy 4 MHz, najniższej wartości w zakresie od 10 kHz do 10 MHz.
Podobnie, jak wyniki dla PSMR dane dla PSRR pokazują, że większość szumu sprzężonego z częstotliwością lokalnego oscylatora, szczególnie powyżej 1 MHz pochodzi z szyn VDDA1P3_AN i VDDA_3P3.
Aby określić, czy zasilacz może spełnić wymagania dotyczące szumów mierzy się tętnienie wyjściowe zasilacza prądu stałego, co powoduje wykreślenie kształtu fali w zakresie częstotliwości od 100 Hz do 100 MHz, jak pokazano na rysunku 4. Na wykresie zobrazowano, także dodatkowo próg, przy którym prążki wstęgi bocznej pojawią się przy sygnale modulowanym. Nałożone dane są uzyskiwane przez wstrzyknięcie sinusoidalnego tętnienia do określonej szyny zasilającej w kilku punktach odniesienia, aby zobaczyć, jakie poziomy tętnienia wytwarzają prążki wstęgi bocznej, jak omówiono w części 1 tej serii.
Dane progowe pokazane na rysunkach 4 do 6 dotyczą trzech szyn zasilających, na które transceiver jest najbardziej czuły. Widma szyn zasilających są pokazane dla różnych konfiguracji przetwornicy DC-DC — z włączoną lub nie — modulacją częstotliwości z rozproszonym widmem (SSFM) bądź z dodatkowym filtrowaniem za pomocą stabilizatora LDO, ewentualnie z filtrem dolnoprzepustowym (LC). Te przebiegi są mierzone na płytce zasilacza, aby zapewnić miejsce na dodatkowy margines, który jest większy lub równy 6 dB poniżej limitu szumów.
Rys.4. Widmo szumów wyjściowych z LTM8063 (różne konfiguracje) zasilającego szynę VDDA1P3_AN wraz z maksymalnym dopuszczalnym tętnieniem dla tej szyny.
Testowanie
Rysunek 4 przedstawia próg pojawienia się prążków dla szyny VDDA1P3_AN wraz ze zmierzonym widmem szumów dla różnych konfiguracji stabilizatora LTM8063 µModule. Jak pokazano na rysunku 4 użycie LTM8063 do bezpośredniego zasilania tej szyny z wyłączoną modulacją częstotliwości z rozproszonym widmem (SSFM) powoduje powstawanie tętnień przy podstawowej częstotliwości roboczej LTM8063 i jej harmonicznych, które przekraczają próg. W szczególności w tym przypadku tętnienie przekracza limit o 0,57 mV przy 1,1 MHz, co wskazuje, że potrzebna jest pewna kombinacja dodatkowego stabilizatora liniowego i filtra, aby stłumić szum pochodzący ze stabilizatora impulsowego.
Jeśli dodany zostanie tylko filtr LC (bez stabilizatora LDO) tętnienie przy częstotliwości przełączania osiąga maksymalne dopuszczalne tętnienie — prawdopodobnie nie ma wystarczającego marginesu projektowego, aby zapewnić najwyższe parametry transceivera. Dołączenie dodatkowego stabilizatora liniowego ADP1764 i włączenie trybu widma rozproszonego w LTM8063 obniża podstawową amplitudę tętnienia przy przełączaniu przetwornicy i jego harmoniczne w całym widmie, a także pozwala uniknąć pojawiania się maksimum szumów z powodu SSFM w regionie 1/f. Optymalny wynik osiąga się poprzez włączenie SSFM i dodanie, zarówno stabilizatora LDO, jak i filtra LC, co zmniejsza pozostały szum spowodowany działaniem przetwornicy impulsowej, pozostawiając margines równy około 18 dB od maksymalnego dopuszczalnego poziomu tętnienia.
Modulacja częstotliwości o widmie rozproszonym powoduje rozproszenie szumu w szerszym paśmie, redukując w ten sposób amplitudę w szczycie widma szumu i szum średni przy częstotliwości przełączania oraz jego harmoniczne. Odbywa się to poprzez modulację częstotliwości przełączania w górę i w dół przez falę trójkątną o częstotliwości równej 3 kHz. Wprowadza to z kolei nowe tętnienie zasilania przy 3 kHz, o które, jednakże może zadbać stabilizator LDO — nie dostaje się ono w ten sposób na wejście zasilania transceivera.
Gdy SSFM jest włączone powstałe tętnienie przy niskich częstotliwościach i jego harmoniczne są widoczne w widmach wyjściowych linii zasilania VDDA_1P8 i VDDA_3P3 pokazanych odpowiednio na rysunku 5 i 6. Jak przedstawia to rysunek 5 widmo szumów LTM8074 z włączonym SSFM zapewnia minimalny, wynoszący 8 dB margines do maksymalnego dopuszczalnego tętnienia dla szyny zasilania VDDA_1P8. Tak, więc nie jest konieczne filtrowanie w postaci dodanego stabilizatora liniowego, aby spełnić wymagania dotyczące szumu w tej szynie zasilania.
Rys.5. Widmo szumów wyjściowych z LTM8074 (z włączonym SSFM) zasilającego szynę VDDA_1P8 wraz z maksymalnym dopuszczalnym tętnieniem dla tej szyny.
Rys.6. Widmo szumów wyjściowych z LTM8074 (w różnych konfiguracjach) zasilającego szynę VDDA_3P3 wraz z maksymalnym dopuszczalnym tętnieniem dla tej szyny. Zwróć uwagę na czułość szyny na tętnienia o niskiej częstotliwości ze względu na możliwość wystąpienia zakłóceń fazowych w zasilaniu zegara 3,3 V.
Rysunek 6 przedstawia widmo szumów dla różnych konfiguracji stabilizatora LTM8074 wraz z maksymalnymi wymaganiami dotyczącymi szumów dla pomocniczej szyny 3,3 V (VDDA_3P3). W przypadku tej szyny badamy wyniki przy pomocy stabilizatora LTM8074 z rodziny Silent Switcher µModule. Konfiguracja w postaci samego tylko LTM8074 (bez filtra lub stabilizatora LDO) generuje szum, który przekracza limit, niezależnie od tego, czy tryb widma rozproszonego jest włączony, czy wyłączony.
Wyniki dla dwóch pozostałych konfiguracji spełniają specyfikację szumu z marginesem powyżej 6 dB: LTM8074 bez włączonego SSFM plus filtr LC oraz LTM8074 z włączonym SSFM ze stabilizatorem LDO. Choć oba rozwiązania spełniają wymóg dotyczący zakłóceń w napięciu zasilającym z wystarczającym marginesem, to rozwiązanie wykorzystujące stabilizator LDO zyskuje, jednak pewną przewagę. Dzieje się tak, ponieważ szyna VDDA_3P3 zapewnia również zasilanie linii zegara 3P3V_CLK1, więc redukcja szumu 1/f jest stosunkowo ważniejsza, gdyż szum taki może przełożyć się na zwiększony szum fazowy (jitter) w oscylatorze lokalnym, jeśli nie zostanie rozwiązany, odfiltrowany.
Rys. 7. Zoptymalizowany system zasilania dla transceivera ADRV9009 wykorzystującego stabilizatory µModule LTM8063 i LTM8074.
Zoptymalizowane rozwiązanie
W oparciu o wyniki powyższych testów rysunek 7 pokazuje zoptymalizowane rozwiązanie, które dałoby margines szumów powyżej 6 dB przy zastosowaniu na płycie nadawczo-odbiorczej z układem ADRV9009.
Tabela 1 przedstawia porównanie zoptymalizowanego systemu zasilania ze standardowym PDN dla tego układu. Zmniejszenie powierzchni zajmowanej przez komponenty wynosi 29,8%, a sprawność układu wzrosła do 69,9% (z 65,7%) przy ogólnej oszczędności energii równej 0,6 W.
Aby zweryfikować sprawność zoptymalizowanego rozwiązania zasilania — pod względem systematycznej redukcji szumów — wykonywany jest pomiar szumów fazowych. Zoptymalizowane rozwiązanie na rysunku 7 jest zestawione z przypadkiem kontrolnym — wersją inżynierską płytki ewaluacyjnej układu ADRV9009 (płytka ewaluacyjna AD9378 wykorzystująca PDN pokazana jest na rysunku 1). Używana jest ta sama płytka, ale z PDN, jak przedstawia to rysunek 7. Porównano tu wyniki zmierzonego szumu fazowego. W idealnym przypadku zoptymalizowana metoda spełnia lub przekracza osiągi rozwiązania referencyjnego z karty katalogowej.
Rys.8. Porównanie parametrów szumu fazowego AD9378, między ADP5054 a zasilaczem z rodziny µModule przy LO = 1900 MHz, PLL BW = 425 kHz i stabilności = 8.
Rysunek 8 pokazuje rezultaty pomiaru szumu fazowego płytki ewaluacyjnej AD9378 ze standardowym zasilaczem opartym na ADP5054 w porównaniu z wynikami dla tej samej płytki przy użyciu zasilacza opartego na układach LTM8063 i LTM8074. Metoda zasilania bazująca na układzie µModule ma nieco lepsze osiągi — o około 2 dB w zestawieniu z rozwiązaniem zasilania na ADP5054. Jak widać na rysunku 8 i w tabeli 2 wyniki pomiarów dla obu metod zasilania są znacznie niższe niż specyfikacje z karty katalogowej układu ze względu na zastosowanie zewnętrznego generatora oscylatora lokalnego o niskim szumie fazowym.
Pomiar SFDR dla omawianego transceivera przy użyciu obu rozwiązań zasilania, jak pokazano w tabeli 3 wskazuje porównywalne parametry dla obu metod zasilania, z wyjątkiem pracy przy LO = 3800 MHz, gdzie tętnienie przełączania ADP5054 zaczyna wytwarzać impulsy modulacyjne w widmie wyjściowym sygnału nośnego, jak zaprezentowano na rysunku 9.
Rys.9. Sygnał nośny nadajnika 1 i częstotliwość niepożądana wynikająca z kluczowania zasilania. Pomiary wykonano przy LO = 3800 MHz, Fbb = 7 MHz, –10 dBm.
Podsumowanie
Różne wymagania dla rozmaitych zastosowań mogą wymuszać dalsze ulepszenia lub zmiany w sieciach dystrybucji mocy na płytkach ewaluacyjnych. Potencjalność ilościowego określenia wymagań dotyczących szumu zasilania dla układów scalonych przetwarzania sygnału zapewnia bardziej efektywny sposób projektowania zasilaczy, a nawet możliwość optymalizacji istniejących rozwiązań zasilania.
W przypadku wysokowydajnych urządzeń nadawczo-odbiorczych RF takich, jak ADRV9009, skonfigurowanie wstrzykiwania szumów w PDN w celu określenia, jaki poziom szumów zasilania jest tolerowany pomogło poprawić wymagania przestrzenne układu, sprawność i — co najważniejsze — wydajność cieplną w porównaniu z obecnym systemem zasilania układu.
Źródło: https://www.analog.com/en/analog-dialogue/articles/optimizing-power-systems-for-the-signal-chain-part-3.html]Link[/url]
Ten artykuł skupia się na innej części toru sygnałowego, tj. zintegrowanych nadajnikach i odbiornikach RF — transceiverach. W dalszej części materiału sprawdzamy czułość urządzenia na szum dochodzący z każdej szyny zasilającej. Aby określić, które z urządzeń wymaga dodatkowego filtrowania szumów. Zapewnione jest zoptymalizowane rozwiązanie zasilania, które jest dodatkowo weryfikowane przez porównanie jego wydajności w zakresie SFDR i szumu fazowego z bieżąco wykorzystywanym systemem PDN po podłączeniu do nadajnika-odbiornika RF.
Optymalizacja systemu zasilania dla podwójnego nadajnika-odbiornika RF ADRV9009 6 GHz
ADRV9009 to wysoce zintegrowany elastyczny transceiver radiowy (RF) oferujący podwójne nadajniki i odbiorniki, zintegrowane syntezatory i funkcje cyfrowego przetwarzania sygnałów. Układ ten zapewnia wszechstronne połączenie wysokiej wydajności i niskie zużycie energii wymaganej przez aplikacje stacji bazowych 3G, 4G i 5G z nadawaniem i podziałem czasu (TDD).
Rys.1. Standardowa sieć dystrybucji zasilania płytki ewaluacyjnej dla podwójnego transceivera ADRV9009. Konfiguracja ta wykorzystuje poczwórny stabilizator ADP5054 z czterema dalszymi stabilizatorami LDO, aby spełnić wymagania, co do szumu i zmaksymalizować sprawność transceivera. Celem jest udoskonalenie tego rozwiązania.
Rysunek 1 przedstawia standardowy system zasilania dla podwójnego transceivera ADRV9009. Dany PDN składa się z poczwórnego stabilizatora impulsowego ADP5054 z czterema stabilizatorami liniowymi. Celem jest tutaj sprawdzenie, jak można poprawić sprawność sieci dystrybucji energii, odnosząc się do poszczególnych parametrów, przy założeniu zwiększania szumu w liniach zasilania o wartość, która nie pogorszy właściwości transceivera.
Jak pokazano w tej serii artykułów, ilościowe określenie czułości ADRV9009 na zakłócenia zasilania jest niezbędne do optymalizacji PDN. Podwójny transceiver ADRV9009 6 GHz wymaga pięciu różnych szyn zasilających, a mianowicie:
* 1,3 V analogowe (VDDA1P3_AN);
* 1,3 V cyfrowe (VDDD1P3_DIG);
* 1,8 V dla nadajnika (VDDA_1P8);
* 2,5 V dla interfejsu (VDD_INTERFACE);
* 3,3 V — pomocnicze (VDDA_3P3).
Analiza
Rysunek 2 przedstawia wyniki pomiaru PSMR dla portu odbiornika 1 dla szyn analogowych (VDDA1P3_AN, VDDA_1P8 i VDDA_3P3). W przypadku szyn cyfrowych — VDDD1P3_DIG oraz VDD_INTERFACE — maksymalne wstrzykiwane tętnienie, jakie możliwe było do wytworzenia za pomocą generatora sygnału, nie generowało prążków w widmie wyjściowym, więc nie trzeba się martwić o minimalizację tętnienia na tych szynach. Modulowana amplituda impulsu wyrażona jest w dBFS, gdzie maksymalna moc wyjściowa (0 dBFS) odpowiada 7 dBm lub 1415,89 mV p-p w systemie o impedancji 50 Ω.
Rys.2. Charakterystyka PSMR dla analogowych szyn zasilających transceivera ADRV9009 w odbiorniku 1.
Dla szyny VDDA1P3_AN pomiar został wykonany na dwóch różnych odgałęzieniach ścieżek zasilania na płytce transceivera. Zauważcie, że na rysunku 2 PSMR spada poniżej 0 dB przy częstotliwości tętnienia poniżej częstotliwości 200 kHz, co wskazuje, że tętnienie przy tych frekwencjach powoduje jeszcze wyższe impulsy modulacyjne o tej samej wielkości. Oznacza to, że poniżej 200 kHz odbiornik 1 jest bardzo czuły, nawet na najmniejsze tętnienia wytwarzane przez szynę zasilania VDDA1P3_AN.
Szyna VDDA_1P8 jest podzielona na dwie gałęzie na analizowanej płytce transceivera: VDDA1P8_TX oraz VDDA1P8_BB. Szyna VDDA1P8_TX osiąga minimum PSMR przy 100 kHz przy około ~27 dB, co odpowiada tętnieniu na poziomie 63,25 mV p-p przy 100 kHz. To daje modulowane prążki o napięciu międzyszczytowym równym 2,77 mV p-p. VDDA1P8_BB osiąga minimum ok. 11 dB przy częstotliwości tętnienia 5 MHz, co odpowiada impulsom o napięciu międzyszczytowym równym 0,038 mV p-p wytwarzanym przez 0,136 mV p-p wstrzykiwanego sygnału tętnienia.
Dane dla linii VDDA_3P3 pokazują, że przy częstotliwości około 130 kHz i mniej, PSMR spada poniżej 0 dB, co wskazuje, że sygnał RF w odbiorniku 1 jest bardzo wrażliwy na szum pochodzący z VDDA_3P3. PSMR dla tej szyny rośnie wraz ze wzrostem frekwencji, osiągając poziom do 72,5 dB przy częstotliwości 5 MHz.
Podsumowując, wyniki dla pomiaru PSMR pokazują, że wśród szyn zasilających, szum pochodzący z szyn VDDA1P3_AN i VDDA_3P3 jest najbardziej niepokojący, przyczyniając się do największej ilości tętnień sprzężonych z odbiornikiem 1 transceivera ADRV9009.
Rys.3. Charakterystyka PSRR analogowych szyn zasilających transceivera ADRV9009 w odbiorniku 1.
Rysunek 3 pokazuje zmienność PSRR ADRV9009 dla analogowych szyn zasilających. PSRR dla VDDA1P3_AN jest płaski przy poziomie około 60 dB, aż do 1 MHz i nieznacznie spada do minimum około 46 dB przy częstotliwości kluczowania 5 MHz. Można to postrzegać jako tętnienie na poziomie 0,127 mV p-p o częstotliwości 5 MHz, które wytwarza impuls o amplitudzie międzyszczytowej równej 0,001 mV p-p. Impuls ten porusza się przy częstotliwości oscylatora lokalnego (LO) wraz z modulowanym sygnałem RF.
PSRR dla szyny VDDA1P8_BB ADRV9009 osiąga najniższy poziom równy około 47 dB przy częstotliwości 5 MHz, podczas gdy PSRR dla szyny VDDA1P8_TX nie spada poniżej poziomu 80 dB. W widmie poniżej 1 MHz, PSRR dla VDDA_3P3 jest wyższy niż pokazane 90 dB. Pomiar jest przycinany na poziomie 90 dB, ponieważ maksymalne wprowadzone tętnienie do 1 MHz wynosi 20 mV p-p — nie jest wystarczająco wysokie, aby wytworzyć impulsy powyżej poziomu szumów lokalnego oscylatora. PSRR dla tej szyny jest wyższy, niż pokazano poniżej dla 1 MHz, a wraz ze wzrostem częstotliwości spada do 76,8 dB przy 4 MHz, najniższej wartości w zakresie od 10 kHz do 10 MHz.
Podobnie, jak wyniki dla PSMR dane dla PSRR pokazują, że większość szumu sprzężonego z częstotliwością lokalnego oscylatora, szczególnie powyżej 1 MHz pochodzi z szyn VDDA1P3_AN i VDDA_3P3.
Aby określić, czy zasilacz może spełnić wymagania dotyczące szumów mierzy się tętnienie wyjściowe zasilacza prądu stałego, co powoduje wykreślenie kształtu fali w zakresie częstotliwości od 100 Hz do 100 MHz, jak pokazano na rysunku 4. Na wykresie zobrazowano, także dodatkowo próg, przy którym prążki wstęgi bocznej pojawią się przy sygnale modulowanym. Nałożone dane są uzyskiwane przez wstrzyknięcie sinusoidalnego tętnienia do określonej szyny zasilającej w kilku punktach odniesienia, aby zobaczyć, jakie poziomy tętnienia wytwarzają prążki wstęgi bocznej, jak omówiono w części 1 tej serii.
Dane progowe pokazane na rysunkach 4 do 6 dotyczą trzech szyn zasilających, na które transceiver jest najbardziej czuły. Widma szyn zasilających są pokazane dla różnych konfiguracji przetwornicy DC-DC — z włączoną lub nie — modulacją częstotliwości z rozproszonym widmem (SSFM) bądź z dodatkowym filtrowaniem za pomocą stabilizatora LDO, ewentualnie z filtrem dolnoprzepustowym (LC). Te przebiegi są mierzone na płytce zasilacza, aby zapewnić miejsce na dodatkowy margines, który jest większy lub równy 6 dB poniżej limitu szumów.
Rys.4. Widmo szumów wyjściowych z LTM8063 (różne konfiguracje) zasilającego szynę VDDA1P3_AN wraz z maksymalnym dopuszczalnym tętnieniem dla tej szyny.
Testowanie
Rysunek 4 przedstawia próg pojawienia się prążków dla szyny VDDA1P3_AN wraz ze zmierzonym widmem szumów dla różnych konfiguracji stabilizatora LTM8063 µModule. Jak pokazano na rysunku 4 użycie LTM8063 do bezpośredniego zasilania tej szyny z wyłączoną modulacją częstotliwości z rozproszonym widmem (SSFM) powoduje powstawanie tętnień przy podstawowej częstotliwości roboczej LTM8063 i jej harmonicznych, które przekraczają próg. W szczególności w tym przypadku tętnienie przekracza limit o 0,57 mV przy 1,1 MHz, co wskazuje, że potrzebna jest pewna kombinacja dodatkowego stabilizatora liniowego i filtra, aby stłumić szum pochodzący ze stabilizatora impulsowego.
Jeśli dodany zostanie tylko filtr LC (bez stabilizatora LDO) tętnienie przy częstotliwości przełączania osiąga maksymalne dopuszczalne tętnienie — prawdopodobnie nie ma wystarczającego marginesu projektowego, aby zapewnić najwyższe parametry transceivera. Dołączenie dodatkowego stabilizatora liniowego ADP1764 i włączenie trybu widma rozproszonego w LTM8063 obniża podstawową amplitudę tętnienia przy przełączaniu przetwornicy i jego harmoniczne w całym widmie, a także pozwala uniknąć pojawiania się maksimum szumów z powodu SSFM w regionie 1/f. Optymalny wynik osiąga się poprzez włączenie SSFM i dodanie, zarówno stabilizatora LDO, jak i filtra LC, co zmniejsza pozostały szum spowodowany działaniem przetwornicy impulsowej, pozostawiając margines równy około 18 dB od maksymalnego dopuszczalnego poziomu tętnienia.
Modulacja częstotliwości o widmie rozproszonym powoduje rozproszenie szumu w szerszym paśmie, redukując w ten sposób amplitudę w szczycie widma szumu i szum średni przy częstotliwości przełączania oraz jego harmoniczne. Odbywa się to poprzez modulację częstotliwości przełączania w górę i w dół przez falę trójkątną o częstotliwości równej 3 kHz. Wprowadza to z kolei nowe tętnienie zasilania przy 3 kHz, o które, jednakże może zadbać stabilizator LDO — nie dostaje się ono w ten sposób na wejście zasilania transceivera.
Gdy SSFM jest włączone powstałe tętnienie przy niskich częstotliwościach i jego harmoniczne są widoczne w widmach wyjściowych linii zasilania VDDA_1P8 i VDDA_3P3 pokazanych odpowiednio na rysunku 5 i 6. Jak przedstawia to rysunek 5 widmo szumów LTM8074 z włączonym SSFM zapewnia minimalny, wynoszący 8 dB margines do maksymalnego dopuszczalnego tętnienia dla szyny zasilania VDDA_1P8. Tak, więc nie jest konieczne filtrowanie w postaci dodanego stabilizatora liniowego, aby spełnić wymagania dotyczące szumu w tej szynie zasilania.
Rys.5. Widmo szumów wyjściowych z LTM8074 (z włączonym SSFM) zasilającego szynę VDDA_1P8 wraz z maksymalnym dopuszczalnym tętnieniem dla tej szyny.
Rys.6. Widmo szumów wyjściowych z LTM8074 (w różnych konfiguracjach) zasilającego szynę VDDA_3P3 wraz z maksymalnym dopuszczalnym tętnieniem dla tej szyny. Zwróć uwagę na czułość szyny na tętnienia o niskiej częstotliwości ze względu na możliwość wystąpienia zakłóceń fazowych w zasilaniu zegara 3,3 V.
Rysunek 6 przedstawia widmo szumów dla różnych konfiguracji stabilizatora LTM8074 wraz z maksymalnymi wymaganiami dotyczącymi szumów dla pomocniczej szyny 3,3 V (VDDA_3P3). W przypadku tej szyny badamy wyniki przy pomocy stabilizatora LTM8074 z rodziny Silent Switcher µModule. Konfiguracja w postaci samego tylko LTM8074 (bez filtra lub stabilizatora LDO) generuje szum, który przekracza limit, niezależnie od tego, czy tryb widma rozproszonego jest włączony, czy wyłączony.
Wyniki dla dwóch pozostałych konfiguracji spełniają specyfikację szumu z marginesem powyżej 6 dB: LTM8074 bez włączonego SSFM plus filtr LC oraz LTM8074 z włączonym SSFM ze stabilizatorem LDO. Choć oba rozwiązania spełniają wymóg dotyczący zakłóceń w napięciu zasilającym z wystarczającym marginesem, to rozwiązanie wykorzystujące stabilizator LDO zyskuje, jednak pewną przewagę. Dzieje się tak, ponieważ szyna VDDA_3P3 zapewnia również zasilanie linii zegara 3P3V_CLK1, więc redukcja szumu 1/f jest stosunkowo ważniejsza, gdyż szum taki może przełożyć się na zwiększony szum fazowy (jitter) w oscylatorze lokalnym, jeśli nie zostanie rozwiązany, odfiltrowany.
Rys. 7. Zoptymalizowany system zasilania dla transceivera ADRV9009 wykorzystującego stabilizatory µModule LTM8063 i LTM8074.
Zoptymalizowane rozwiązanie
W oparciu o wyniki powyższych testów rysunek 7 pokazuje zoptymalizowane rozwiązanie, które dałoby margines szumów powyżej 6 dB przy zastosowaniu na płycie nadawczo-odbiorczej z układem ADRV9009.
Tabela 1 przedstawia porównanie zoptymalizowanego systemu zasilania ze standardowym PDN dla tego układu. Zmniejszenie powierzchni zajmowanej przez komponenty wynosi 29,8%, a sprawność układu wzrosła do 69,9% (z 65,7%) przy ogólnej oszczędności energii równej 0,6 W.
Tab.1. Porównanie zoptymalizowanego systemu zasilania dla układu ADRV9009 z obecnym zasilaniem na płytce ewaluacyjnej.
| Obecny układ zasilania (patrz rys. 1) | Zoptymalizowany układ zasilania (patrz rys. 7) | Poprawa parametru na skutek optymalizacji | |
| Pole powierzchni | 148.2 mm2 | 104.0 mm2 | 29.8% |
| Sprawność całkowita | 65.7% | 69.9% | 4.2% |
| Strata mocy | 3.8 W | 3.2 W | 0.6 W |
Aby zweryfikować sprawność zoptymalizowanego rozwiązania zasilania — pod względem systematycznej redukcji szumów — wykonywany jest pomiar szumów fazowych. Zoptymalizowane rozwiązanie na rysunku 7 jest zestawione z przypadkiem kontrolnym — wersją inżynierską płytki ewaluacyjnej układu ADRV9009 (płytka ewaluacyjna AD9378 wykorzystująca PDN pokazana jest na rysunku 1). Używana jest ta sama płytka, ale z PDN, jak przedstawia to rysunek 7. Porównano tu wyniki zmierzonego szumu fazowego. W idealnym przypadku zoptymalizowana metoda spełnia lub przekracza osiągi rozwiązania referencyjnego z karty katalogowej.
Rys.8. Porównanie parametrów szumu fazowego AD9378, między ADP5054 a zasilaczem z rodziny µModule przy LO = 1900 MHz, PLL BW = 425 kHz i stabilności = 8.
Rysunek 8 pokazuje rezultaty pomiaru szumu fazowego płytki ewaluacyjnej AD9378 ze standardowym zasilaczem opartym na ADP5054 w porównaniu z wynikami dla tej samej płytki przy użyciu zasilacza opartego na układach LTM8063 i LTM8074. Metoda zasilania bazująca na układzie µModule ma nieco lepsze osiągi — o około 2 dB w zestawieniu z rozwiązaniem zasilania na ADP5054. Jak widać na rysunku 8 i w tabeli 2 wyniki pomiarów dla obu metod zasilania są znacznie niższe niż specyfikacje z karty katalogowej układu ze względu na zastosowanie zewnętrznego generatora oscylatora lokalnego o niskim szumie fazowym.
Tab.2. Wynik pomiaru szumu fazowego przy LO = 1900 MHz.
| Częstotliwość offsetu (MHz) | Wartość katalogowa | Wartość zmierzona dla ADP5054 | Wartość zmierzona dla LTM8063 oraz LTM8074 |
| 0.1 | −100 | −137.74 | −137.77 |
| 0.2 | −115 | −143.16 | −143.32 |
| 0.4 | −120 | −147.37 | −147.20 |
| 0.6 | −129 | −149.02 | −149.04 |
| 0.8 | −132 | −151.81 | −151.96 |
| 01.lut | −135 | −151.73 | −151.22 |
| 01.sie | −140 | −153.97 | −153.76 |
| 6 | −150 | −155.10 | −154.80 |
| 10 | −153 | −154.51 | −154.36 |
Pomiar SFDR dla omawianego transceivera przy użyciu obu rozwiązań zasilania, jak pokazano w tabeli 3 wskazuje porównywalne parametry dla obu metod zasilania, z wyjątkiem pracy przy LO = 3800 MHz, gdzie tętnienie przełączania ADP5054 zaczyna wytwarzać impulsy modulacyjne w widmie wyjściowym sygnału nośnego, jak zaprezentowano na rysunku 9.
Tabela 3. Parametry SFDR transceivera ADRV9009
| Częstotliwość LO (MHz) | Wartość katalogowa | Wartość zmierzona Tx1 dla ADP5054 | Wartość zmierzona Tx1 dla LTM8063 oraz LTM8074 | Wartość zmierzona Tx2 dla ADP5054 | Wartość zmierzona Tx2 dla LTM8063 oraz LTM8074 |
| 800 | 70.00 | 86.03 | 86.95 | 86.62 | 86.63 |
| 1800 | 70.00 | 85.94 | 87.30 | 86.01 | 85.90 |
| 2600 | 70.00 | 85.98 | 86.01 | 85.50 | 85.78 |
| 3800 | 70.00 | 73.87 | 77.42 | 73.93 | 77.31 |
| 4800 | 70.00 | 71.44 | 71.98 | 71.10 | 71.82 |
Rys.9. Sygnał nośny nadajnika 1 i częstotliwość niepożądana wynikająca z kluczowania zasilania. Pomiary wykonano przy LO = 3800 MHz, Fbb = 7 MHz, –10 dBm.
Podsumowanie
Różne wymagania dla rozmaitych zastosowań mogą wymuszać dalsze ulepszenia lub zmiany w sieciach dystrybucji mocy na płytkach ewaluacyjnych. Potencjalność ilościowego określenia wymagań dotyczących szumu zasilania dla układów scalonych przetwarzania sygnału zapewnia bardziej efektywny sposób projektowania zasilaczy, a nawet możliwość optymalizacji istniejących rozwiązań zasilania.
W przypadku wysokowydajnych urządzeń nadawczo-odbiorczych RF takich, jak ADRV9009, skonfigurowanie wstrzykiwania szumów w PDN w celu określenia, jaki poziom szumów zasilania jest tolerowany pomogło poprawić wymagania przestrzenne układu, sprawność i — co najważniejsze — wydajność cieplną w porównaniu z obecnym systemem zasilania układu.
Źródło: https://www.analog.com/en/analog-dialogue/articles/optimizing-power-systems-for-the-signal-chain-part-3.html]Link[/url]
