Pytanie: Jakie są sposoby na uzyskanie zwartej konstrukcji przetwornicy przy wysokich współczynnikach obniżania napięcia?
Odpowiedź: W tym artykule wyjaśnimy, dlaczego nieizolowane przetwornice DC-DC o topologii buck (określane po prostu jako: „buck” w dalszej treści) stoją przed poważnymi wyzwaniami związanymi z konwersją wysokich napięć wejściowych DC do bardzo niskich wyjściowych przy dużym prądzie wyjściowym. Przedstawione zostaną trzy różne podejścia do przetwarzania stromych współczynników napięcia przy zachowaniu małego wskaźnika kształtu.
Wstęp
Projektanci systemów często stają przed wyzwaniem konwersji wysokiego napięcia wejściowego DC w dół, do bardzo niskiego wyjściowego przy dużym prądzie (na przykład przetwarzanie z 60 V do 3,3 V przy 3,5 A), przy zachowaniu sprawności, małych rozmiarów i prostej konstrukcji.
Połączenie dużej różnicy napięć między wejściem a wyjściem z niemałym prądem automatycznie wyklucza stabilizatory liniowe z powodu nadmiernego rozpraszania mocy i produkcji ciepła. W związku z tym pomysłodawca elektronik musi w tych warunkach wybrać topologię impulsową. Jednak nawet przy takowych, wciąż problematyczne jest poprawne zaimplementowanie projektu, który będzie wystarczająco kompaktowy do zastosowań w systemach o ograniczonej przestrzeni.
Wyzwania stojące przed przetwornicami DC-DC typu buck
Jednym z kandydatów do wysokich współczynników obniżania napięcia jest przetwornica typu buck. Gdyż jest to topologia pierwszego wyboru, kiedy trzeba skutecznie obniżyć napięcie wejściowe do niższego wyjściowego (takiego jak VIN = 12 V do VOUT = 3,3 V), przy znacznej ilości prądu. Jednocześnie układ taki zajmuje mało miejsca. Istnieją, jednak warunki, w których przetwornica typu buck staje przed poważnymi wyzwaniami, aby utrzymać stabilizację napięcia wyjściowego. Aby zrozumieć tę problematykę, musimy pamiętać, że — w uproszczeniu — cykl pracy (D) przetwornicy buck pracującej w trybie przewodzenia ciągłego (CCM) wynosi:
$$D = \frac {V_{OUT}}{V_{IN}} \qquad (1)$$
Jednakże tok pracy odnosi się również do częstotliwości przełączania (fSW) w następujący sposób: czas włączenia (tON) to period, przez który sterowanie FET pozostaje aktywne, podczas każdego okresu przełączania (T):
$$D = \frac {t_{ON}}{T} = t_{ON} \times f_{sw} \qquad (2)$$
Jeśli teraz połączymy równanie 1 oraz 2, to zobaczymy, w jaki sposób tON układu zmienia się wraz ze stosunkiem napięcia wyjściowego do wejściowego i częstotliwością przełączania kluczy fSW:
$$t_{ON} = \frac {V_{OUT}}{V_{IN}} \times \frac {1}{f_{SW}} \qquad (3)$$
Równanie 3 mówi nam, że czas włączenia zmniejsza się, gdy wzrasta stosunek napięcia wejściowego do wyjściowego (VIN / VOUT) i/lub rośnie fSW. Oznacza to, że konwerter buck musi być w stanie działać z bardzo niskim czasem załączenia klucza, aby regulować napięcie wyjściowe w trybie CCM względem wysokiego stosunku VIN / VOUT; przy dużym fSW staje się to jeszcze trudniejsze.
Rozważmy zatem aplikację z VIN(MAX) = 60 V, VOUT = 3,3 V przy IOUT(MAX) = 3,5 A. W razie potrzeby użyjemy wartości z karty katalogowej układu LT8641, ponieważ rozwiązanie oparte na scalonej przetwornicy LT8641 zostanie zaprezentowane w dalszej części tego artykułu. Wymagany minimalny czas włączenia (tON(MIN)) odpowiada najwyższemu napięciu wejściowemu (VIN(MAX)). W celu oszacowania zaleca się dokładniejsze rozważenie równania 3. Uwzględniając VSW(BOT) i VSW(TOP), spadki napięć dla dwóch MOSFET-ów mocy przetwornicy buck i przy zamienieniu VIN na VIN(MAX) otrzymamy:
$$t_{ON(MIN)} = \frac {V_{OUT} + V_{SW(BOT)}}{V_IN(MAX)-V_{SW(TOP)}+V_{SW(BOT)}} \times \frac {1}{f_{SW}} \qquad (4)$$
Używając równania 4 z VIN(MAX), fSW = 1 MHz, uzyskamy tON(MIN) równe 61 ns. W przypadku VSW(BOT) i VSW(TOP) wykorzystano wartości podane dla RDS (ON) (BOT) i RDS (ON) (TOP) w arkuszu danych LT8641, wiedząc również, że VSW(BOT) = RDS(ON)(BOT) × IOUT(MAX) i VSW(YOP) = RDS(ON)(TOP) × IOUT(MAX).
Przetwornice buck rzadko mogą zagwarantować tON(MIN) przy tak krótkiej wartości, jak 61 ns, uzyskanej powyżej, dlatego projektant systemu jest zmuszony szukać alternatywnych topologii. Istnieją trzy możliwe opcje dla wysokich współczynników obniżania napięcia. Poniżej przedstawiamy trzy kompaktowe dla VIN(MAX) = 60 V, VOUT = 3,3 V przy IOUT(MAX) = 3,5 A.
Rozwiązanie 1: Korzystanie z LT3748 i Flyback bez optoizolacji
Pierwsza opcja polega na zastosowaniu izolowanej topologii, w której transformator wykonuje większość konwersji napięcia, dzięki swojemu przełożeniu N:1. Do takiej aplikacji firma Analog Devices oferuje kontrolery w topologii flyback, takie jak LT3748, które nie wymagają trzeciego uzwojenia transformatora ani optoizolatora, dzięki czemu konstrukcja jest prostsza i bardziej zwarta. Rozwiązanie LT3748 dla naszych warunków przedstawiono na rysunku 1.
Mimo że implementacja układu LT3748 upraszcza konstrukcję i oszczędza miejsce w porównaniu ze standardowym projektem przetwornicy flyback, nadal potrzebny jest transformator. W przypadku zastosowań, w których izolacja między stroną wejściową i wyjściową nie jest wymagana, zaleca się unikanie tego komponentu. Gdyż zwiększa on złożoność i rozmiar systemu w porównaniu z nieizolowanymi środkami.
Rozwiązanie 2: Korzystanie z µModułów LTM8073 i LTM4624
Alternatywnie projektant może realizować przetwarzanie napięcia w dół w dwóch krokach. Aby osiągnąć zmniejszoną liczbę komponentów do zaledwie 10, można zastosować dwa urządzenia z rodziny µModule i osiem elementów zewnętrznych, jak pokazano na rysunku 2. Co więcej, dwa urządzenia µModule już integrują odpowiednią cewkę indukcyjną mocy, oszczędzając inżynierowi systemu zadania projektowego, które rzadko jest proste. Układy LTM8073 i LTM4624 są dostarczane w obudowach BGA o wymiarach, odpowiednio 9 mm × 6,25 mm × 3,32 mm i 6,25 mm × 6,25 mm × 5,01 mm (dł. × szer. × wys.), zapewniając rozwiązanie o niewielkich gabarytach.
Ponieważ LTM4624 wykazuje w tych warunkach sprawność 89%, LTM8073 dostarcza, co najwyżej 1,1 A na wejściu LTM4624. Biorąc pod uwagę, że LTM8073 da potencjalnie do 3 A prądu wyjściowego, może być używany do zasilania innych obwodów. Mając to na uwadze, wybrano 12 V jako napięcie pośrednie (VINT), jak zobrazowano to na rysunku 2.
Pomimo unikania stosowania transformatora, niektórzy projektanci mogą niechętnie wdrażać opcję, która wymaga dwóch oddzielnych konwerterów typu buck, zwłaszcza jeśli do zasilania innych szyn nie jest potrzebne napięcie wybrane w takim systemie jako pośrednie.
Rozwiązanie 3: Korzystanie z konwertera typu buck LT8641
W związku z tym w wielu przypadkach preferowane jest użycie pojedynczej przetwornicy, ponieważ zapewnia optymalną opcję łączącą wydajność systemu, niewielkie rozmiary i prostotę projektu. Jednak, czy nie pokazano powyżej, że przetwornice typu buck nie radzą sobie z wysokim stosunkiem VIN / VOUT w połączeniu ze sporym fSW? To stwierdzenie może dotyczyć większości narzędzi tego rodzaju, ale nie wszystkich. Portfolio ADI obejmuje przetwornice buck, takie jak LT8641, które charakteryzują się bardzo krótkim minimalnym czasem włączenia klucza wynoszącym typowo 35 ns (maksymalnie do 50 ns) w pełnym zakresie temperatur roboczych. Te specyfikacje są bezpieczne poniżej wymaganego minimalnego czasu pracy stanowiącego 61 ns, a obliczonego powyżej, co zapewnia trzeci możliwy i kompaktowy sposób. Rysunek 3 pokazuje, jak prosty może być obwód oparty na układzie LT8641.
Warto również zauważyć, że opcja z LT8641 może osiągać najwyższą sprawność z całej trójki zaprezentowanych tutaj układów. Jeśli ta niezawodność musi być dalej zoptymalizowana w porównaniu z rysunkiem 3, możemy zmniejszyć fSW i wybrać większy rozmiar cewki indukcyjnej. Chociaż częstotliwość fSW można również zniwelować w układzie, który pokazano w rozwiązaniu 2, integracja cewek mocy nie zapewnia elastyczności w zwiększaniu sprawności poza pewien punkt. Ponadto zastosowanie dwóch kolejnych etapów konwersji w dół ma niewielki, negatywny wpływ na wydajność.
W przypadku rozwiązania 1 niezawodność będzie bardzo wysoka z uwagi na topologię flyback, dzięki działaniu w trybie granicznym i wszystkim komponentom usuniętym w projekcie bez optycznego sprzężenia zwrotnego. Jednak sprawność nie może być w pełni zoptymalizowana, ponieważ liczba transformatorów do wyboru jest ograniczona, w przeciwieństwie do szerokiej oferty cewek indukcyjnych dostępnych dla rozwiązania 3.
Alternatywny sposób sprawdzenia, czy LT8641 spełnia wymagania
W większości zastosowań jedynym regulowanym parametrem w równaniu 4 jest częstotliwość przełączania. W konsekwencji można przeformułować równanie 4, aby wyznaczyć maksymalny dozwolony fSW dla układu LT8641 w danych warunkach. W ten sposób otrzymujemy równanie 5, które również znaleźć można na stronie nr 16 w karcie katalogowej układu LT8641.
$$f_{SW(MAX)} = \frac {V_{OUT} + V_{SW(BOT)}}{t_{ON(MIN)} \times (V_{IN(MAX)} - V_{SW(TOP)} + V_{SW(BOT)})} \qquad (5)$$
Użyjmy tego równania na następującym przykładzie: VIN = 48 V, VOUT = 3,3 V, IOUT(MAX) = 1,5 A, fSW = 2 MHz. Napięcie wejściowe równe 48 V jest powszechnie spotykane w zastosowaniach motoryzacyjnych, jak i przemysłowych czy w systemach telekomunikacyjnych. Wstawiając te wytyczne do równania 5, otrzymujemy:
$$f_{SW(MAX)} = \frac {5 V + 0,0825 V} {50 ns \times (48 V - 0,1575 V + 0,0825 V)} = 2,12 MHz \qquad (6)$$
Oznacza to, że w opisanych warunkach układ LT8641 będzie działał bezpiecznie z fSW ustawionym do 2,12 MHz, co potwierdza, że LT8641 jest dobrym wyborem do tej aplikacji.
Podsumowanie
Zaprezentowano powyżej trzy różne metody uzyskania zwartej konstrukcji przy wysokim współczynniku obniżania napięcia w przetwornicy. Opcja z topologią flyback oparta na układzie LT3748 nie wymaga nieporęcznego optoizolatora i jest zalecana do projektów, w których konieczna będzie izolacja galwaniczna między stroną wejściową i wyjściową. Druga metoda, polegająca na zaimplementowaniu modułów µModule LTM8073 i LTM4624, jest szczególnie interesująca, gdy konstruktor waha się przed wyborem optymalnej cewki indukcyjnej do aplikacji i/lub, kiedy niezbędne staje się dostarczenie dodatkowej szyny pośredniczącej. Trzecia metoda, konstrukcja bazująca na konwerterze typu buck (LT8641), oferuje najbardziej kompaktowe i najprostsze rozwiązanie, gdyż jedyne wymaganie to konwersja napięcia w dół z dużym współczynnikiem redukcji.
Źródło: https://www.analog.com/en/analog-dialogue/raqs/raq-issue-199.html
Odpowiedź: W tym artykule wyjaśnimy, dlaczego nieizolowane przetwornice DC-DC o topologii buck (określane po prostu jako: „buck” w dalszej treści) stoją przed poważnymi wyzwaniami związanymi z konwersją wysokich napięć wejściowych DC do bardzo niskich wyjściowych przy dużym prądzie wyjściowym. Przedstawione zostaną trzy różne podejścia do przetwarzania stromych współczynników napięcia przy zachowaniu małego wskaźnika kształtu.
Wstęp
Projektanci systemów często stają przed wyzwaniem konwersji wysokiego napięcia wejściowego DC w dół, do bardzo niskiego wyjściowego przy dużym prądzie (na przykład przetwarzanie z 60 V do 3,3 V przy 3,5 A), przy zachowaniu sprawności, małych rozmiarów i prostej konstrukcji.
Połączenie dużej różnicy napięć między wejściem a wyjściem z niemałym prądem automatycznie wyklucza stabilizatory liniowe z powodu nadmiernego rozpraszania mocy i produkcji ciepła. W związku z tym pomysłodawca elektronik musi w tych warunkach wybrać topologię impulsową. Jednak nawet przy takowych, wciąż problematyczne jest poprawne zaimplementowanie projektu, który będzie wystarczająco kompaktowy do zastosowań w systemach o ograniczonej przestrzeni.
Wyzwania stojące przed przetwornicami DC-DC typu buck
Jednym z kandydatów do wysokich współczynników obniżania napięcia jest przetwornica typu buck. Gdyż jest to topologia pierwszego wyboru, kiedy trzeba skutecznie obniżyć napięcie wejściowe do niższego wyjściowego (takiego jak VIN = 12 V do VOUT = 3,3 V), przy znacznej ilości prądu. Jednocześnie układ taki zajmuje mało miejsca. Istnieją, jednak warunki, w których przetwornica typu buck staje przed poważnymi wyzwaniami, aby utrzymać stabilizację napięcia wyjściowego. Aby zrozumieć tę problematykę, musimy pamiętać, że — w uproszczeniu — cykl pracy (D) przetwornicy buck pracującej w trybie przewodzenia ciągłego (CCM) wynosi:
$$D = \frac {V_{OUT}}{V_{IN}} \qquad (1)$$
Jednakże tok pracy odnosi się również do częstotliwości przełączania (fSW) w następujący sposób: czas włączenia (tON) to period, przez który sterowanie FET pozostaje aktywne, podczas każdego okresu przełączania (T):
$$D = \frac {t_{ON}}{T} = t_{ON} \times f_{sw} \qquad (2)$$
Jeśli teraz połączymy równanie 1 oraz 2, to zobaczymy, w jaki sposób tON układu zmienia się wraz ze stosunkiem napięcia wyjściowego do wejściowego i częstotliwością przełączania kluczy fSW:
$$t_{ON} = \frac {V_{OUT}}{V_{IN}} \times \frac {1}{f_{SW}} \qquad (3)$$
Równanie 3 mówi nam, że czas włączenia zmniejsza się, gdy wzrasta stosunek napięcia wejściowego do wyjściowego (VIN / VOUT) i/lub rośnie fSW. Oznacza to, że konwerter buck musi być w stanie działać z bardzo niskim czasem załączenia klucza, aby regulować napięcie wyjściowe w trybie CCM względem wysokiego stosunku VIN / VOUT; przy dużym fSW staje się to jeszcze trudniejsze.
Rozważmy zatem aplikację z VIN(MAX) = 60 V, VOUT = 3,3 V przy IOUT(MAX) = 3,5 A. W razie potrzeby użyjemy wartości z karty katalogowej układu LT8641, ponieważ rozwiązanie oparte na scalonej przetwornicy LT8641 zostanie zaprezentowane w dalszej części tego artykułu. Wymagany minimalny czas włączenia (tON(MIN)) odpowiada najwyższemu napięciu wejściowemu (VIN(MAX)). W celu oszacowania zaleca się dokładniejsze rozważenie równania 3. Uwzględniając VSW(BOT) i VSW(TOP), spadki napięć dla dwóch MOSFET-ów mocy przetwornicy buck i przy zamienieniu VIN na VIN(MAX) otrzymamy:
$$t_{ON(MIN)} = \frac {V_{OUT} + V_{SW(BOT)}}{V_IN(MAX)-V_{SW(TOP)}+V_{SW(BOT)}} \times \frac {1}{f_{SW}} \qquad (4)$$
Używając równania 4 z VIN(MAX), fSW = 1 MHz, uzyskamy tON(MIN) równe 61 ns. W przypadku VSW(BOT) i VSW(TOP) wykorzystano wartości podane dla RDS (ON) (BOT) i RDS (ON) (TOP) w arkuszu danych LT8641, wiedząc również, że VSW(BOT) = RDS(ON)(BOT) × IOUT(MAX) i VSW(YOP) = RDS(ON)(TOP) × IOUT(MAX).
Przetwornice buck rzadko mogą zagwarantować tON(MIN) przy tak krótkiej wartości, jak 61 ns, uzyskanej powyżej, dlatego projektant systemu jest zmuszony szukać alternatywnych topologii. Istnieją trzy możliwe opcje dla wysokich współczynników obniżania napięcia. Poniżej przedstawiamy trzy kompaktowe dla VIN(MAX) = 60 V, VOUT = 3,3 V przy IOUT(MAX) = 3,5 A.
Rozwiązanie 1: Korzystanie z LT3748 i Flyback bez optoizolacji
Pierwsza opcja polega na zastosowaniu izolowanej topologii, w której transformator wykonuje większość konwersji napięcia, dzięki swojemu przełożeniu N:1. Do takiej aplikacji firma Analog Devices oferuje kontrolery w topologii flyback, takie jak LT3748, które nie wymagają trzeciego uzwojenia transformatora ani optoizolatora, dzięki czemu konstrukcja jest prostsza i bardziej zwarta. Rozwiązanie LT3748 dla naszych warunków przedstawiono na rysunku 1.
Mimo że implementacja układu LT3748 upraszcza konstrukcję i oszczędza miejsce w porównaniu ze standardowym projektem przetwornicy flyback, nadal potrzebny jest transformator. W przypadku zastosowań, w których izolacja między stroną wejściową i wyjściową nie jest wymagana, zaleca się unikanie tego komponentu. Gdyż zwiększa on złożoność i rozmiar systemu w porównaniu z nieizolowanymi środkami.
Rozwiązanie 2: Korzystanie z µModułów LTM8073 i LTM4624
Alternatywnie projektant może realizować przetwarzanie napięcia w dół w dwóch krokach. Aby osiągnąć zmniejszoną liczbę komponentów do zaledwie 10, można zastosować dwa urządzenia z rodziny µModule i osiem elementów zewnętrznych, jak pokazano na rysunku 2. Co więcej, dwa urządzenia µModule już integrują odpowiednią cewkę indukcyjną mocy, oszczędzając inżynierowi systemu zadania projektowego, które rzadko jest proste. Układy LTM8073 i LTM4624 są dostarczane w obudowach BGA o wymiarach, odpowiednio 9 mm × 6,25 mm × 3,32 mm i 6,25 mm × 6,25 mm × 5,01 mm (dł. × szer. × wys.), zapewniając rozwiązanie o niewielkich gabarytach.
Ponieważ LTM4624 wykazuje w tych warunkach sprawność 89%, LTM8073 dostarcza, co najwyżej 1,1 A na wejściu LTM4624. Biorąc pod uwagę, że LTM8073 da potencjalnie do 3 A prądu wyjściowego, może być używany do zasilania innych obwodów. Mając to na uwadze, wybrano 12 V jako napięcie pośrednie (VINT), jak zobrazowano to na rysunku 2.
Pomimo unikania stosowania transformatora, niektórzy projektanci mogą niechętnie wdrażać opcję, która wymaga dwóch oddzielnych konwerterów typu buck, zwłaszcza jeśli do zasilania innych szyn nie jest potrzebne napięcie wybrane w takim systemie jako pośrednie.
Rozwiązanie 3: Korzystanie z konwertera typu buck LT8641
W związku z tym w wielu przypadkach preferowane jest użycie pojedynczej przetwornicy, ponieważ zapewnia optymalną opcję łączącą wydajność systemu, niewielkie rozmiary i prostotę projektu. Jednak, czy nie pokazano powyżej, że przetwornice typu buck nie radzą sobie z wysokim stosunkiem VIN / VOUT w połączeniu ze sporym fSW? To stwierdzenie może dotyczyć większości narzędzi tego rodzaju, ale nie wszystkich. Portfolio ADI obejmuje przetwornice buck, takie jak LT8641, które charakteryzują się bardzo krótkim minimalnym czasem włączenia klucza wynoszącym typowo 35 ns (maksymalnie do 50 ns) w pełnym zakresie temperatur roboczych. Te specyfikacje są bezpieczne poniżej wymaganego minimalnego czasu pracy stanowiącego 61 ns, a obliczonego powyżej, co zapewnia trzeci możliwy i kompaktowy sposób. Rysunek 3 pokazuje, jak prosty może być obwód oparty na układzie LT8641.
Warto również zauważyć, że opcja z LT8641 może osiągać najwyższą sprawność z całej trójki zaprezentowanych tutaj układów. Jeśli ta niezawodność musi być dalej zoptymalizowana w porównaniu z rysunkiem 3, możemy zmniejszyć fSW i wybrać większy rozmiar cewki indukcyjnej. Chociaż częstotliwość fSW można również zniwelować w układzie, który pokazano w rozwiązaniu 2, integracja cewek mocy nie zapewnia elastyczności w zwiększaniu sprawności poza pewien punkt. Ponadto zastosowanie dwóch kolejnych etapów konwersji w dół ma niewielki, negatywny wpływ na wydajność.
W przypadku rozwiązania 1 niezawodność będzie bardzo wysoka z uwagi na topologię flyback, dzięki działaniu w trybie granicznym i wszystkim komponentom usuniętym w projekcie bez optycznego sprzężenia zwrotnego. Jednak sprawność nie może być w pełni zoptymalizowana, ponieważ liczba transformatorów do wyboru jest ograniczona, w przeciwieństwie do szerokiej oferty cewek indukcyjnych dostępnych dla rozwiązania 3.
Alternatywny sposób sprawdzenia, czy LT8641 spełnia wymagania
W większości zastosowań jedynym regulowanym parametrem w równaniu 4 jest częstotliwość przełączania. W konsekwencji można przeformułować równanie 4, aby wyznaczyć maksymalny dozwolony fSW dla układu LT8641 w danych warunkach. W ten sposób otrzymujemy równanie 5, które również znaleźć można na stronie nr 16 w karcie katalogowej układu LT8641.
$$f_{SW(MAX)} = \frac {V_{OUT} + V_{SW(BOT)}}{t_{ON(MIN)} \times (V_{IN(MAX)} - V_{SW(TOP)} + V_{SW(BOT)})} \qquad (5)$$
Użyjmy tego równania na następującym przykładzie: VIN = 48 V, VOUT = 3,3 V, IOUT(MAX) = 1,5 A, fSW = 2 MHz. Napięcie wejściowe równe 48 V jest powszechnie spotykane w zastosowaniach motoryzacyjnych, jak i przemysłowych czy w systemach telekomunikacyjnych. Wstawiając te wytyczne do równania 5, otrzymujemy:
$$f_{SW(MAX)} = \frac {5 V + 0,0825 V} {50 ns \times (48 V - 0,1575 V + 0,0825 V)} = 2,12 MHz \qquad (6)$$
Oznacza to, że w opisanych warunkach układ LT8641 będzie działał bezpiecznie z fSW ustawionym do 2,12 MHz, co potwierdza, że LT8641 jest dobrym wyborem do tej aplikacji.
Podsumowanie
Zaprezentowano powyżej trzy różne metody uzyskania zwartej konstrukcji przy wysokim współczynniku obniżania napięcia w przetwornicy. Opcja z topologią flyback oparta na układzie LT3748 nie wymaga nieporęcznego optoizolatora i jest zalecana do projektów, w których konieczna będzie izolacja galwaniczna między stroną wejściową i wyjściową. Druga metoda, polegająca na zaimplementowaniu modułów µModule LTM8073 i LTM4624, jest szczególnie interesująca, gdy konstruktor waha się przed wyborem optymalnej cewki indukcyjnej do aplikacji i/lub, kiedy niezbędne staje się dostarczenie dodatkowej szyny pośredniczącej. Trzecia metoda, konstrukcja bazująca na konwerterze typu buck (LT8641), oferuje najbardziej kompaktowe i najprostsze rozwiązanie, gdyż jedyne wymaganie to konwersja napięcia w dół z dużym współczynnikiem redukcji.
Źródło: https://www.analog.com/en/analog-dialogue/raqs/raq-issue-199.html
Fajne? Ranking DIY