Kolejna moja nietypowa konstrukcja. Hybrydowy wzmacniacz słuchawkowy jako booster dla przenośnych urządzeń.
Założenia konstrukcyjne.
Użycie lampy, wybór padł na nuwistory niskonapięciowe, radzieckiej produkcji 6S63N. Wzmacniacz ma być potocznie mówiąc "dopałką" do przenośnego odtwarzacza, ponieważ takowe źródło sygnału ma już regulację głośności to zrezygnowałem z potencjometru regulacji głośności. To element obecnie przestarzały, wybór znikomy, jakość niestety niska no i co najgorsze to bardzo jednak zawodny element. (Aby uciąć dyskusje o potencjometrze, to czy to Alps, czy to Bourns bo innych producentów w zasadzie brak, co do zawodności i jakości niestety ale współczesna produkcja to nie ta jak ta sprzed 40 lat). Ostatnia rzecz w ogólnych założeniach to zasilanie. Zrezygnowałem z wbudowywania do wzmacniacza akumulatora z jednego podstawowego powodu - pakiety o dużej pojemności i wymiarach iraz kształcie pożadanym dla małęgo urządzenia nie są łatwo dostępne a najprostsze źródło ich pozyskania to na przykład powerbanki USB. Jaki więc sens rozwalać takie urządzenie by zdobyć akumulator, dorabiać kontroler akumulatora, układ ładowania a jak szeregowe łączenie ogniw to jeszcze dojdzie balancer. Uznałem, że najprościej jest skorzystać z powerbanku USB. Jest gotowiec, do kupienia niemalże w sklepie za rogiem, czemu nie skorzystać więc z tego łatwo dostępnego i taniego źródła zasilania. Ponadto ten wzmacniacz to nie do (mini)kieszeni urządzenie ale raczej dla rozłożenia się z zestawem gdzieś w plenerze.
Cofamy się teraz do samej lampy. Celem projektowym był taki punkt pracy aby dominowała druga harmoniczna zaś trzecia była znacząco niższa dla średniego poziomu muzyki przy pełnym wysterowaniu. Jako ważne uzupełnienie to poziom napięciowy dostarczany do słuchawek (bez idiotycznej unijnej regulacji ograniczającej głośność) wynosi około 1Vp (0.707Vrms) a to już naprawdę głośno na moich Koss Porta Pro (impedancja 60Ω). Tenże poziom przyjąłem jako umowny poziom 0db. W pierwszym podejściu założyłem nieznacznie powyżej jedności wzmocnienie napięciowe (uwzględniając jeszcze to, że na wyjściu stopni mocy będzie rezystor szeregowy, który oczywiście także dodatkowo osłabi i moc i amplitudę napięcia na słuchawkach). To założenie o braku dodatkowego wzmocnienia porzuciłem ale o tym dalej.
Od czego zacząć projektowanie a raczej od czego zacząć w sumie opis jak ono przebiegało. W sumie to od zasilania. Załóżmy wpierw, że stopnie wyjściowe mają zasilanie symetryczne. Wygodnym byłoby symetryczne zasilanie +/- 6.3V bo połączone szeregowo włókna żarzenia obydwu lamp podłączone byłyby pomiędzy plusem a minusem zasilania. Pozornie proste założenie ale w zasadzie nie do spełnienia gdy przeglądamy dostępne współcześnie układy scalone przetwornic DC/DC. Odrzucam obudowy BGA i QFN podczas takiej selekcji. Niestety aby mieć symetryczne napięcie to musiałbym użyć dwóch przetwornic a tego lepiej unikać bowiem ich częstotliwości kluczowania będą interferować a rezultat tej interferencji może być w paśmie słyszalnym. Chyba, że użyć synchronizowanych przetwornic ale tu znowu problem dostępności układów scalonych przetwornic w obudowach dających się "amatorsko" przylutować do PCB. Dodatkowe "przeciw" to przetwornice "dające" ujemne napięcie to często są to pompy ładunkowe (coś jak "klasyk" ICL7660). Ponadto należy zważyć, iż przetwornica ma pracować z napięciem od około 3V do 5.5V. Albo ta druga pozwalająca uzyskać napięcie ujemne bedzie zasilana z tej pierwszej a to niestety ogranicza wóbór układów scalonych. Niestety albo i stety zmuszony zostałem do użycia jednej przetwornicy boost (step-up) o napięciu wejściowym 2.7 - 5.5V i z napięciem wyjściowym takim by mieć dla żarzenia lamp po filtrach LC na wyjściu przetwornicy równe 12.6V. Oczywistym już jest, że będzie jedno asymetryczne napięcie zasilania dla wzmacniaczy wyjściowych prądowych. Wybór padł na układ LMR62421 pracujący z taktem 1.6MHz, bardzo podobne są układy LM2735X lub wersja taktowania 520kHz LM2735Y.
Wzmacniacze wyjściowe. Zdecydowałem się na bufory prądowe o jednostkowym wzmocnieniu napięciowym typu LME49600. W sumie jest to bardziej znany BUF634A w wykonaniu audio. To stopień mocy, przeciwsobny z wejściem w topologii "diamentowej". Układ pracuje do ponad 100MHz (110MHz albo 180MHz zależnie od "zaprogramowanego" pasma), szybkość narastania napięcia na wyjściu jest rzędu 2000V/µs. Wydajność prądowa wynosi 250mA a to aż nadto nawet dla słuchawek o impedancji 16Ω. Prąd polaryzacji wejścia, maksymalny nie przekracza 5µA zaś dla sygnału o amplitudzie 1Vp, impedancji obciążenia około 60Ω prąd polaryzacji wejścia nie powinien przekraczać 300nA. Na wyjściu dodałem rezystor szeregowy o wartości 22Ω. To pozwala poza częściową ochroną przed zwarciem a pełną dla amplitudy sygnału rzędu 2Vrms jako dodatkową cechę uzyskać mniej więcej stałą moc przy stałym napięciowo poziomie wysterowania wzmacniacza dla słuchawek o impedancji od 16Ω do 32Ω. Dla 60Ω mamy nieznacznie tylko niższą moc wyjściową. (To proste do obliczenia, nie będę tu przedstawiał toku obliczeń i wyników). Zasilanie napięciem asymetrycznym oznacza, że trzeba wejście tego bufora podciągnąć do napięcia 6.3V (połowy napięcia zasilania bufora). Tu zrobię pauzę konieczną bo potrzeba jest zmiana "wątku" ale dodam teraz jeszcze uproszony schemat "wewnętrzny" tego LME49600:
Teraz przejdę do samej lampy. Jak już napisałem jest to niskonapięciowa trioda o konstrukcji metalowo-ceramicznej określanej jako nuvistor, produkcji radzieckiej, typ 6S63N. Ogólne dane elektryczne tej lampy są wręcz idealne do tego projektu. Gorzej z dostępnością charakterystyk. Ponieważ dysponuję urządzeniem do zdejmowania charakterystyk lamp, dokładnie jest to µTracer 6.1, to obszedłem brak "używalnych" charakterystyk tej lampy. Poniżej przedstawiam zdjęte charakterystyki i dopasowany model lampy programem Model Paint Tools 3.1 (paint_kit.jar):
Sam model (wersja 1) uzyskany z powyższego dopasowania do zdjętych charakterystyk lampy przedstawia się następująco:
I teraz wszystko się rozjaśni. Po pierwsze napięcie na anodzie wybrałem około 18V. Dodając za lampą dzielnik napięcia uzyskam te mniej więcej 6.3V napięcia polaryzującego wejście bufora (oczywiście ten dzielnik tłumi poziom wzmocnionego sygnału przez lampę). Napięcie anodowe wybrałem około 36V, jego uzyskanie opiszę dalej. Na podanym rysunku wyrysowana jest prosta obciążenia. Wyliczenia THD i wzmocnienia nie obejmują obciążenia tego stopnia tymże dzielnikiem oraz co najważniejsze nie obejmują także faktu, iż niezablokowany rezystor katodowy wprowadza lokalne ujemne sprzężenie zwrotne zmniejszające wzmocnienie i poziom zniekształceń. Pominę wywody matematyczne ale po symulacjach w LTspice wyszło mi, że przy tym dzielniku (68k i 36k) oraz rezystorze szeregowym 22Ω na wyjściu i obciążeniu impedancją 60Ω uzyskam założone nieznacznie wyższe od jedności wzmocnienie napięciowe. Dobrany punkt pracy lampy wpasował się idealnie do całości konstrukcji wzmacniacza, lampa daje nieco więcej wzmocnienia napięciowego niż tłumienie tego dzielnika oraz rezystora szeregowego na wyjściu. Pasmo przenoszenia założyłem dla spadku 0.5dB i impedancji obciążenia 16Ω nie gorsze niż 25Hz ÷ 25kHz. Dla 60Ω obciążenia będzie to lepiej niż 14Hz ÷ 25kHz. Dla spadku 3dB i impedancji obciążenia 32Ω to będzie pasmo od 6Hz do ponad 75kHz.
Napięcie anodowe. Zastosowałem proste, acz skuteczne i często publikowane w kartach katalogowych układów scalonych przetwornic DC/DC, rozwiązanie z powielaczem diodowym napięcia. Otóż, na kluczu w przetwornicy mamy niejako prąd przemienny o napięciu szczytowym 6.3V. Dwa podwajacze dadzą nam bez uwzględniania spadków napięcia na diodach, napięcie 25.2V. Dodając to napięcie do napięcia wyjściowego mamy 37.8V. W praktyce uzyskujemy około 36V. I jeszcze jedno jak już jesteśmy przy zasilaniu. Otóż sprzężenie stałoprądowe lampy - bufor wymaga układu DC-servo. Ten układ będzie potrzebował napięcia ujemnego. Niekoniecznie stabilizowanego oraz nie musi być ono dokładnie równe -12.6V. Znowu wykorzystujemy fakt, że na kluczu przetwornicy mamy prąd przemienny. Dodajemy prostownik w układzie podwajacza napięcia i mamy około -11V, za dodatkowym filtrem RC jest około -10V.
Poniżej schemat pierwszej wersji w sumie prototypu:
Na schemacie jeszcze widać układ opóźnionego załączania wyjść wykorzystujący tranzystor T1 i przekaźnik sygnałowy ze złoconymi stykami. Bardzo prosty i skuteczny (zastosowanie tu NE555 byłoby przesadą). Pobór prądu przez cewkę przekaźnika jest nieznaczny w porównaniu do prądu żarzenia lamp (130mA) więc fakt, że cały czas po załączeniu wyjścia płynie dodatkowo niewielki prąd (9.1mA) przez cewkę przekaźnika jest do zignorowania.
Czas na wyjaśnienie zastosowania diod zenera D1 i D2. Ich rola to ograniczenie szpilek przepięciowych na wejściach układów LME49600. Gdy lampy są zimne to po załączeniu zasilania mamy na tych wejściach napięcie bliskie napięciu zasilania tych buforów. Przetwornica napięcia ma wbudowaną funkcjonalność łagodnego startu co tylko wydłuża nieco ten stan przejściowy związany z załączeniem zasilania wzmacniacza. Wybrałem diodę zenera 15V o niskim prądzie zaporowym rzędu 50nA dla napięcia 10.5V dla wyeliminowania stanów nieustalonych o napięciu wyższym niż około 14V oraz niższym od -0.6V. Zważywszy iż normalnie amplitudy wejściowego sygnału do bufora nie przekraczają wartości 2Vp względem napięcia 6.3V to dioda ta nie ma wpływu na sygnał audio. Pomiary oraz brzmienie wzmacniacza to potwierdzają.
Dodam jeszcze widok projektu PCB tego prototypu (wymiary 95.5mm * 73mm):
Pierwsze uruchomienie i niestety foch przetwornicy. Za nic nie chciała współpracować i dać coś ponad 11V. Regulacja dzielnikiem przy wejściu FB układu LMR62421 nie dawała rezultatu Zmiana cewki L4 też nie dała poprawy. Okazało się, że dopiero usunięcie kondensatora C32 dało pożądaną pracę przetwornicy. Wynika z tego, że podawane w karcie katalogowej zalecane wartości tej pojemności dla kompensacji częstotliwościowej pętli regulacji napięcia można było w zasadzie wyrzucić do kosza na śmieci. Nawet 10pF powoduje focha tej przetwornicy. Nie wiem czemu, być może winnym jest layout płytki drukowanej albo niskie ESR kondensatora na wyjściu przetwornicy, może niekorzystny wpływ mają też te filtry LC. Eksperymentalnie sprawdzone, że już 10pF powoduje przekompensowanie tej pętli regulacji. W sumie to korci dać pojemność równolegle dla dolnej części dzielnika napięcia wyjściowego podawanego do wejścia FB układu LMR62421.
Po okiełznaniu przetwornicy przyszedł czas na "osłuchanie" wzmacniacza (no tak, banan na facjacie w kształcie litery U to chyba najcelniejsza recenzja, nieco jaśniejsze brzmienie, a i bas silniejszy). Pierwsze zapoznanie się działaniem tego prototypu pokazało potencjał nawet dla słuchawek o wyższej impedancji (nawet i 600? o wyższej efektywności), o ile zrezygnujemy z osłabiania poziomu sygnału audio przez ten dzielnik. Dodałem więc do rezystorów R13 i R14 kondensatory 1.5µF. To zapewniło mi dodatkowo około 10dB wzmocnienia napięciowego - nieco więcej niż trzykrotne. Dodatkowe wzmocnienie jest ponadto korzystne bo wtedy ciszej ustawiam poziom głośności w źródle sygnału co ma dodatni wpływ na zniekształcenia tam powstające.
Czas na pomiary, dotyczyć one będą już układu z tą opisaną modyfikacją - te dwa dodatkowe kondesatory. Tu tylko przypomnę, że sama druga harmoniczna nie jest odbierana przez nasz zmysł słuchu jako zniekształcenie. Tolerowany jest jej wysoki poziom nawet rzędu 10%. Druga harmoniczna to odstęp tonów o oktawę, para takich dźwięków to alikwot. Podam jeszcze jako ciekawostkę, że dla dwóch dźwięków różniących się o oktawę nasz słuch nie rozróżni kierunków z których one nadchodzą.
Stanowisko pomiarowe wykorzystywało jako główny instrument pomiarowy interfejs audio Focusrite Scarlett 2i2 2gen. Sterowniki ASIO, dedykowane do tego urządzenia, system Windows 11 64-bit. Pomocniczym instrumentem był oscyloskop cyfrowy dla pomiaru poziomu sygnału wejściowego oraz dla pomiaru wzmocnienia napięciowego. Oprogramowanie wykorzystywane to Audiotester, ARTA, STEPS, Multi-Instruments oraz (bardziej z ciekawości) SpectraPlus. Wyjście wzmacniacza było obciążane rezystancją 60Ω - tyle ile mają moje Koss Porta Pro. Dla pomiarów referencyjnych, czyli tylko samego interfejsu audio jego wyjście obciążane było rezystancją 220Ω taką jak we wzmacniaczu (to ma wpływ na dolną częstotliwość graniczną wyjścia tego interfejsu audio). Dla fanów programu RMAA, niestety na moim aktualnym laptopie RMAA nie działa, dla urządzeń MME nie pokazuje się okno czy to kalibracji czy okno informujące o pomiarze, zaś dla urządzeń ASIO pojawia się natychmiast bluescreen. (Laptop to procesor i5 11-tej generacji).
Najpierw wzmocnienie napięciowe, podane napięcia dotyczą pełnej amplitudy peak-to-peak:
W dalszej części podawane pomiary są dla poziomu sygnału wejściowego 1Vp (0.707Vrms), który jest poziomem odniesienia czyli poziomem 0dB.
Pomiar pasma przenoszenia zestawu wzmacniacz i interfejs audio.
Pomiar referencyjny pasma przenoszenia samego interfejsu audio:
Widać, że wyjście interfejsu obciążone tym wzmacniaczem czyli jego impedancją wejściową równą 220Ω ma dolną częstotliwość graniczną już znacznie zawyżoną. (Dla pozostałych pomiarów można nawet zaniedbać wpływ na wyniki samego interfejsu bowiem uzyskane wartości można potraktować jako wartości graniczne, czyli rzeczywiste są nie gorsze niż te uzyskane z pomiaru całego zestawu wzmacniacz plus interfejs audio). W zasadzie pomiar pasma przenoszenia może być tylko przydatny dla określenia górnej częstotliwości granicznej, czyba że otrzymany wykres "zdigitalizować" na ciągi wartości, przenieść do Excela, dokonać obliczeń. Można w programach ARTA, STEPS dokonać pomiaru referencyjnego i one mają same wykonać stosowne przeliczenia ale znowu potrzeba dodatkowych pomiarów a w sumie to tylko chciałem sprawdzić tylko tę górną częstotliwość graniczną bo co co dolnej to nie miałem "obaw", że będzie inna niż symulacje.
Przesłuchy, częstotliwość 1kHz, 100Hz i 10kHz, kanał lewy:
Oraz kanał prawy:
Pozwolę sobie pominąć pomiar referencyjny dla przesłuchów. To nie jest krytyczny parametr. Jeden z modnych trendów zaleca zmniejszenie separacji kanałów dla słuchania przez słuchawki, ja jednak wolę poszerzenie efektu stereo opartego na DSP i efekcie Hassa jaki jest na przykład w open-source'owym Rockboxie.
Teraz THD+N, pomiar bez filtru ważonego i z filtrem A:
Oraz pomiar referencyjny THD+N bez filtru ważonego i z filtrem A:
Na załączonych powyżej wynikach są widoczne wyliczone wartości SNR, SINAD.
Kolejna seria pomiarów to widmo zniekształceń z pominięciem już pomiaru referencyjnego by pokazać charakter zmian widma harmonicznych zależnie od poziomu wysterowania, kanał lewy, poziomy 0dB, -3dB, -6dB, -10dB, -16dB, -20dB i -26dB:
Oraz dla prawego kanału, te same poziomy wysterowania:
Widać wyraźnie, że dominuje druga harmoniczna, trzeciej jest niewiele, kolejne wyższe harmoniczne można zaniedbać. Wynika z tego jasno, że zostały spełnione oczekiwania co do charakteru zniekształceń nieliniowych. Dla szybkiego wizualnego porównania przedstawię jeszcze wynik testowego szybkiego sprawdzianu działania programu SpectraPlus, tu jest wyjątek w prezentacji pomiarów bo nie jest on wykonany dla poziomu wejściowego 1Vp, co nie jest istotne bowiem podaję ten wynik tylko dlatego bo na nim lepiej widać różnice pomiędzy egzemplarzami lamp:
Jako uzupełnienie pomiarów THD+N podam wyniki pomiarów zestawu wzmacniacz + interfejs audio w wartościach procentowych z rozbiciem na poszczególne harmoniczne dla każdego z kanałów oraz dla różnych poziomów sygnału wejściowego, przypominam 0dB = 1Vp (0.707Vrms):
Kończąc temat THD podam jeszcze jak zniekształcenia z rozbiciem na kilka początkowych harmonicznych zależą od częstotliwości, najpierw kanał lewy a potem prawy (te "rekinie ząbki" no cóż, STEPS ma taką przypadłość pewnie "celowo wprowadzoną" w wersji demo - "skądś" się biorą dziwne zakłócenia, których brak przy innym oprogramowaniu):
Teraz zniekształcenia intermodulacyjne trzema metodami, kolejno SMPTE, DIN i CCIF: Poziom wejściowy 1Vp:
Pomiary referencyjne zniekształceń intermodulacyjnych kolejno SMPTE, DIN i CCIF:
Jeszcze z pomiarów podam sam poziom szumów. Na marginesie, to jest kłopot bo Multi-Instrumets podawał mi SNR rzędu 95dB zaś SpectraPlus zaledwie 34dB i tyle damo dla SINAD a ta wartość dziwnym trafem jest bliska wartości SINAD podanej przez Multi-Intruments (w sumie to chyba bug w SpectraPlus, że SNR to faktycznie SINAD a ponadto brak info jak to jest dokładnie liczone no i jeszcze jedno - uśrednianie i duża "porcja" próbek dla FFT teoretycznie powinno "poprawiać" wartość SNR):
Warto wspomnieć o poborze energii. Nie ma pomiaru a będą szacunki, nie miałem "specjalnego" kabelka zasilającego USB by pomierzyć natężenie prądu (a nie będę "psuć" kabelka jaki posiadam). Więc szacujemy: pobór mocy na żarzenie lamp to 130mA * 12.6V czyli około 1.65W, pobór mocy przez stopnie lampowe to 2 * 5mA * 36V to 360mW. Układ DC-servo pobierze jakieś 40mW mocy z zasilania. Prąd spoczynkowy buforów to razem 30mA czyli 380mW. Dla poziomu wyjściowego 1Vrms mamy razem około 25mW mocy. No jeszcze cewka przekaźnika pobiera 100mW. Razem mamy około 2.6W poboru mocy. Dla napięcia 4V i sprawności około 80% mamy około 820mA. Powerbank 20000mAh starczy więc na grubo ponad 20 godzin grania według tych szacunków. Jest to dłużej niż mogą pracować przenośne odtwarzacze (rzynajmniej większośc oferowanych na rynku modeli). Praktyczne korzystanie z tego wzmacniacza mniej więcej potwierdza te szacunki.
Reasumując są spełnione założenia projektowe. Jednak już od razu są przesłanki by zmodyfikować układ bo jednak te dodatkowe wzmocnienie napięciowe jest "przydatne". Drugą planowaną zmianą jest rezygnacja ze sprzężenia stałoprądowego pomiędzy lampą a buforem czyli dodatkowo odpada DC servo i zasilacz napięcia ujemnego. Trzecia zmiana to nieco inny punkt pracy lamp - niższy prąd anodowy nieco większe ujemne napięcie polaryzacji siatki sterującej. Przed etapem obliczeń opartych na symulacjach SPICE inaczej nieco, wizualnie ciut lepiej dopasowałem model do charakterystyk lampy. Ten drugi model lampy poniżej:
Dla podanych obydwu modeli podałem pojemności międzyelektrodowe zimnej lampy zmierzonej mostkiem RLC. Dla pracującej lampy te pojemności będą większe, szczególnie wejściowa kilkukrotnie wyższa, tym wyższa im wyższa wartość prądu anodowego.
Warto opisać nieco inne zabezpieczenie wejść układów LME49600 oraz konieczność jedgo zastosowania. Są tu użyte dwie diody D1 i D3 dla jednego kanału oraz D2 i D4 dla drugiego. Te diody zapewnieniają ograniczenie napięcia na wejściu tych buforów do limitów określonych jako napięcie zasilania plus 0.7V oraz napięcie -0.7V. Układ sprzegający lampa - bufor z pojemnością kondensatora sprzęgajacego i wypadkową rezystancją dzielnika polaryzującego wejście ukłądu LME49600 tworzą układ rózniczkujący. Pierwsza szpilka przepięciowa dodatnia pojawi się po załączeniu zasilania. Lampy są zimne, brak emisji, więc mamy narastanie napięcia na jej anodzie aż do 36V. Druga szpilka już ujemna to moment gdy lampa się nagrzewa i pojawia się emisja a temu towarzyszy szybki względnie spadek napięcia na anodzie lampy z 36V do około 18V. Oczywiście zostaje jeszcze to, że napięcie równe połowie zasilania musi ten kondensator sprzęgający naładować. Te stany przejściowe przedostają się oczywiście na wyjście wzmacniacza ale są wyeliminowane poprzez układ opóźnionego załączania wyjść wzmacniacza zrealizowany na tranzystorze T1.
Wyniki symulacji dla drugiej wersji. Program to LTspice. Najpierw schemat, potem oscylogram, następnie wyliczenia zniekształceń i na koniec pasmo przenoszenia w tym powiększony wykres by uchwycić limity dla spadku 0.5dB względem poziomu dla 1kHz. Dla tych symulacji przyjąłem impedancję słuchawek równą 32Ω.
Schemat ideowy drugiej wersji:
Projekt PCB (jej wymiary to 99.5mm * 63mm):
Reendering PCB:
Lista elementów:
Podstawowa uwaga, nie stać mnie na urządzenie pomiarowe klasy produktów firmy Audio Precision to tylko bagatelka 16000USD. Nie dysponuję nawet dość przeciętnym urzadzeniem firmy QuantAsylum typu np QA403 z dedykowanym dla niego oprogramowaniem. SpectraPlus kosztuje nawet więc niż ten QA403 a i tak sporo w niej brakuje funkcjonalności.
Co do wspomnianego curve tracera to tu jest strona WWW tego projektu: µTracer6 - polecam się z nią zaznajomić, szczególnie z opisem konstruowania kolejnych wersji tego fajnego urządzenia.
Jak ktoś dotrwał do samego końca to dziękuję za uwagę. Teraz czekam na krytykę.
Założenia konstrukcyjne.
Użycie lampy, wybór padł na nuwistory niskonapięciowe, radzieckiej produkcji 6S63N. Wzmacniacz ma być potocznie mówiąc "dopałką" do przenośnego odtwarzacza, ponieważ takowe źródło sygnału ma już regulację głośności to zrezygnowałem z potencjometru regulacji głośności. To element obecnie przestarzały, wybór znikomy, jakość niestety niska no i co najgorsze to bardzo jednak zawodny element. (Aby uciąć dyskusje o potencjometrze, to czy to Alps, czy to Bourns bo innych producentów w zasadzie brak, co do zawodności i jakości niestety ale współczesna produkcja to nie ta jak ta sprzed 40 lat). Ostatnia rzecz w ogólnych założeniach to zasilanie. Zrezygnowałem z wbudowywania do wzmacniacza akumulatora z jednego podstawowego powodu - pakiety o dużej pojemności i wymiarach iraz kształcie pożadanym dla małęgo urządzenia nie są łatwo dostępne a najprostsze źródło ich pozyskania to na przykład powerbanki USB. Jaki więc sens rozwalać takie urządzenie by zdobyć akumulator, dorabiać kontroler akumulatora, układ ładowania a jak szeregowe łączenie ogniw to jeszcze dojdzie balancer. Uznałem, że najprościej jest skorzystać z powerbanku USB. Jest gotowiec, do kupienia niemalże w sklepie za rogiem, czemu nie skorzystać więc z tego łatwo dostępnego i taniego źródła zasilania. Ponadto ten wzmacniacz to nie do (mini)kieszeni urządzenie ale raczej dla rozłożenia się z zestawem gdzieś w plenerze.
Cofamy się teraz do samej lampy. Celem projektowym był taki punkt pracy aby dominowała druga harmoniczna zaś trzecia była znacząco niższa dla średniego poziomu muzyki przy pełnym wysterowaniu. Jako ważne uzupełnienie to poziom napięciowy dostarczany do słuchawek (bez idiotycznej unijnej regulacji ograniczającej głośność) wynosi około 1Vp (0.707Vrms) a to już naprawdę głośno na moich Koss Porta Pro (impedancja 60Ω). Tenże poziom przyjąłem jako umowny poziom 0db. W pierwszym podejściu założyłem nieznacznie powyżej jedności wzmocnienie napięciowe (uwzględniając jeszcze to, że na wyjściu stopni mocy będzie rezystor szeregowy, który oczywiście także dodatkowo osłabi i moc i amplitudę napięcia na słuchawkach). To założenie o braku dodatkowego wzmocnienia porzuciłem ale o tym dalej.
Od czego zacząć projektowanie a raczej od czego zacząć w sumie opis jak ono przebiegało. W sumie to od zasilania. Załóżmy wpierw, że stopnie wyjściowe mają zasilanie symetryczne. Wygodnym byłoby symetryczne zasilanie +/- 6.3V bo połączone szeregowo włókna żarzenia obydwu lamp podłączone byłyby pomiędzy plusem a minusem zasilania. Pozornie proste założenie ale w zasadzie nie do spełnienia gdy przeglądamy dostępne współcześnie układy scalone przetwornic DC/DC. Odrzucam obudowy BGA i QFN podczas takiej selekcji. Niestety aby mieć symetryczne napięcie to musiałbym użyć dwóch przetwornic a tego lepiej unikać bowiem ich częstotliwości kluczowania będą interferować a rezultat tej interferencji może być w paśmie słyszalnym. Chyba, że użyć synchronizowanych przetwornic ale tu znowu problem dostępności układów scalonych przetwornic w obudowach dających się "amatorsko" przylutować do PCB. Dodatkowe "przeciw" to przetwornice "dające" ujemne napięcie to często są to pompy ładunkowe (coś jak "klasyk" ICL7660). Ponadto należy zważyć, iż przetwornica ma pracować z napięciem od około 3V do 5.5V. Albo ta druga pozwalająca uzyskać napięcie ujemne bedzie zasilana z tej pierwszej a to niestety ogranicza wóbór układów scalonych. Niestety albo i stety zmuszony zostałem do użycia jednej przetwornicy boost (step-up) o napięciu wejściowym 2.7 - 5.5V i z napięciem wyjściowym takim by mieć dla żarzenia lamp po filtrach LC na wyjściu przetwornicy równe 12.6V. Oczywistym już jest, że będzie jedno asymetryczne napięcie zasilania dla wzmacniaczy wyjściowych prądowych. Wybór padł na układ LMR62421 pracujący z taktem 1.6MHz, bardzo podobne są układy LM2735X lub wersja taktowania 520kHz LM2735Y.
Wzmacniacze wyjściowe. Zdecydowałem się na bufory prądowe o jednostkowym wzmocnieniu napięciowym typu LME49600. W sumie jest to bardziej znany BUF634A w wykonaniu audio. To stopień mocy, przeciwsobny z wejściem w topologii "diamentowej". Układ pracuje do ponad 100MHz (110MHz albo 180MHz zależnie od "zaprogramowanego" pasma), szybkość narastania napięcia na wyjściu jest rzędu 2000V/µs. Wydajność prądowa wynosi 250mA a to aż nadto nawet dla słuchawek o impedancji 16Ω. Prąd polaryzacji wejścia, maksymalny nie przekracza 5µA zaś dla sygnału o amplitudzie 1Vp, impedancji obciążenia około 60Ω prąd polaryzacji wejścia nie powinien przekraczać 300nA. Na wyjściu dodałem rezystor szeregowy o wartości 22Ω. To pozwala poza częściową ochroną przed zwarciem a pełną dla amplitudy sygnału rzędu 2Vrms jako dodatkową cechę uzyskać mniej więcej stałą moc przy stałym napięciowo poziomie wysterowania wzmacniacza dla słuchawek o impedancji od 16Ω do 32Ω. Dla 60Ω mamy nieznacznie tylko niższą moc wyjściową. (To proste do obliczenia, nie będę tu przedstawiał toku obliczeń i wyników). Zasilanie napięciem asymetrycznym oznacza, że trzeba wejście tego bufora podciągnąć do napięcia 6.3V (połowy napięcia zasilania bufora). Tu zrobię pauzę konieczną bo potrzeba jest zmiana "wątku" ale dodam teraz jeszcze uproszony schemat "wewnętrzny" tego LME49600:
Teraz przejdę do samej lampy. Jak już napisałem jest to niskonapięciowa trioda o konstrukcji metalowo-ceramicznej określanej jako nuvistor, produkcji radzieckiej, typ 6S63N. Ogólne dane elektryczne tej lampy są wręcz idealne do tego projektu. Gorzej z dostępnością charakterystyk. Ponieważ dysponuję urządzeniem do zdejmowania charakterystyk lamp, dokładnie jest to µTracer 6.1, to obszedłem brak "używalnych" charakterystyk tej lampy. Poniżej przedstawiam zdjęte charakterystyki i dopasowany model lampy programem Model Paint Tools 3.1 (paint_kit.jar):
Sam model (wersja 1) uzyskany z powyższego dopasowania do zdjętych charakterystyk lampy przedstawia się następująco:
Code:
**** 6S63N_LV ******************************************
* Created on 05/03/2022 14:05 using paint_kit.jar 3.1
* www.dmitrynizh.com/tubeparams_image.htm
* Plate Curves image file: 6s63n1a2.bmp
* Generated with uTracer 6.1 by T.Proszynski
* Data source link:
*----------------------------------------------------------------------------------
.SUBCKT 6S63N_LV 1 2 3 ; Plate Grid Cathode
+ PARAMS: CCG=3.5P CGP=2.4P CCP=1.3P RGI=2000
+ MU=21.06 KG1=145.01 KP=43.56 KVB=276.6 VCT=0.1119 EX=1.316
* Vp_MAX=50 Ip_MAX=25 Vg_step=0.5 Vg_start=0 Vg_count=9
* Rp=4000 Vg_ac=55 P_max=40 Vg_qui=-48 Vp_qui=300
* X_MIN=130 Y_MIN=91 X_SIZE=647 Y_SIZE=452 FSZ_X=1938 FSZ_Y=1038 XYGrid=false
* showLoadLine=n showIp=y isDHT=n isPP=n isAsymPP=n showDissipLimit=y
* showIg1=n gridLevel2=n isInputSnapped=n
* XYProjections=n harmonicPlot=n dissipPlot=n
*----------------------------------------------------------------------------------
E1 7 0 VALUE={V(1,3)/KP*LOG(1+EXP(KP*(1/MU+(VCT+V(2,3))/SQRT(KVB+V(1,3)*V(1,3)))))}
RE1 7 0 1G ; TO AVOID FLOATING NODES
G1 1 3 VALUE={(PWR(V(7),EX)+PWRS(V(7),EX))/KG1}
RCP 1 3 1G ; TO AVOID FLOATING NODES
C1 2 3 {CCG} ; CATHODE-GRID
C2 2 1 {CGP} ; GRID=PLATE
C3 1 3 {CCP} ; CATHODE-PLATE
D3 5 3 DX ; POSITIVE GRID CURRENT
R1 2 5 {RGI} ; POSITIVE GRID CURRENT
.MODEL DX D(IS=1N RS=1 CJO=10PF TT=1N)
.ENDS
*$
I teraz wszystko się rozjaśni. Po pierwsze napięcie na anodzie wybrałem około 18V. Dodając za lampą dzielnik napięcia uzyskam te mniej więcej 6.3V napięcia polaryzującego wejście bufora (oczywiście ten dzielnik tłumi poziom wzmocnionego sygnału przez lampę). Napięcie anodowe wybrałem około 36V, jego uzyskanie opiszę dalej. Na podanym rysunku wyrysowana jest prosta obciążenia. Wyliczenia THD i wzmocnienia nie obejmują obciążenia tego stopnia tymże dzielnikiem oraz co najważniejsze nie obejmują także faktu, iż niezablokowany rezystor katodowy wprowadza lokalne ujemne sprzężenie zwrotne zmniejszające wzmocnienie i poziom zniekształceń. Pominę wywody matematyczne ale po symulacjach w LTspice wyszło mi, że przy tym dzielniku (68k i 36k) oraz rezystorze szeregowym 22Ω na wyjściu i obciążeniu impedancją 60Ω uzyskam założone nieznacznie wyższe od jedności wzmocnienie napięciowe. Dobrany punkt pracy lampy wpasował się idealnie do całości konstrukcji wzmacniacza, lampa daje nieco więcej wzmocnienia napięciowego niż tłumienie tego dzielnika oraz rezystora szeregowego na wyjściu. Pasmo przenoszenia założyłem dla spadku 0.5dB i impedancji obciążenia 16Ω nie gorsze niż 25Hz ÷ 25kHz. Dla 60Ω obciążenia będzie to lepiej niż 14Hz ÷ 25kHz. Dla spadku 3dB i impedancji obciążenia 32Ω to będzie pasmo od 6Hz do ponad 75kHz.
Napięcie anodowe. Zastosowałem proste, acz skuteczne i często publikowane w kartach katalogowych układów scalonych przetwornic DC/DC, rozwiązanie z powielaczem diodowym napięcia. Otóż, na kluczu w przetwornicy mamy niejako prąd przemienny o napięciu szczytowym 6.3V. Dwa podwajacze dadzą nam bez uwzględniania spadków napięcia na diodach, napięcie 25.2V. Dodając to napięcie do napięcia wyjściowego mamy 37.8V. W praktyce uzyskujemy około 36V. I jeszcze jedno jak już jesteśmy przy zasilaniu. Otóż sprzężenie stałoprądowe lampy - bufor wymaga układu DC-servo. Ten układ będzie potrzebował napięcia ujemnego. Niekoniecznie stabilizowanego oraz nie musi być ono dokładnie równe -12.6V. Znowu wykorzystujemy fakt, że na kluczu przetwornicy mamy prąd przemienny. Dodajemy prostownik w układzie podwajacza napięcia i mamy około -11V, za dodatkowym filtrem RC jest około -10V.
Poniżej schemat pierwszej wersji w sumie prototypu:
Na schemacie jeszcze widać układ opóźnionego załączania wyjść wykorzystujący tranzystor T1 i przekaźnik sygnałowy ze złoconymi stykami. Bardzo prosty i skuteczny (zastosowanie tu NE555 byłoby przesadą). Pobór prądu przez cewkę przekaźnika jest nieznaczny w porównaniu do prądu żarzenia lamp (130mA) więc fakt, że cały czas po załączeniu wyjścia płynie dodatkowo niewielki prąd (9.1mA) przez cewkę przekaźnika jest do zignorowania.
Czas na wyjaśnienie zastosowania diod zenera D1 i D2. Ich rola to ograniczenie szpilek przepięciowych na wejściach układów LME49600. Gdy lampy są zimne to po załączeniu zasilania mamy na tych wejściach napięcie bliskie napięciu zasilania tych buforów. Przetwornica napięcia ma wbudowaną funkcjonalność łagodnego startu co tylko wydłuża nieco ten stan przejściowy związany z załączeniem zasilania wzmacniacza. Wybrałem diodę zenera 15V o niskim prądzie zaporowym rzędu 50nA dla napięcia 10.5V dla wyeliminowania stanów nieustalonych o napięciu wyższym niż około 14V oraz niższym od -0.6V. Zważywszy iż normalnie amplitudy wejściowego sygnału do bufora nie przekraczają wartości 2Vp względem napięcia 6.3V to dioda ta nie ma wpływu na sygnał audio. Pomiary oraz brzmienie wzmacniacza to potwierdzają.
Dodam jeszcze widok projektu PCB tego prototypu (wymiary 95.5mm * 73mm):
Pierwsze uruchomienie i niestety foch przetwornicy. Za nic nie chciała współpracować i dać coś ponad 11V. Regulacja dzielnikiem przy wejściu FB układu LMR62421 nie dawała rezultatu Zmiana cewki L4 też nie dała poprawy. Okazało się, że dopiero usunięcie kondensatora C32 dało pożądaną pracę przetwornicy. Wynika z tego, że podawane w karcie katalogowej zalecane wartości tej pojemności dla kompensacji częstotliwościowej pętli regulacji napięcia można było w zasadzie wyrzucić do kosza na śmieci. Nawet 10pF powoduje focha tej przetwornicy. Nie wiem czemu, być może winnym jest layout płytki drukowanej albo niskie ESR kondensatora na wyjściu przetwornicy, może niekorzystny wpływ mają też te filtry LC. Eksperymentalnie sprawdzone, że już 10pF powoduje przekompensowanie tej pętli regulacji. W sumie to korci dać pojemność równolegle dla dolnej części dzielnika napięcia wyjściowego podawanego do wejścia FB układu LMR62421.
Po okiełznaniu przetwornicy przyszedł czas na "osłuchanie" wzmacniacza (no tak, banan na facjacie w kształcie litery U to chyba najcelniejsza recenzja, nieco jaśniejsze brzmienie, a i bas silniejszy). Pierwsze zapoznanie się działaniem tego prototypu pokazało potencjał nawet dla słuchawek o wyższej impedancji (nawet i 600? o wyższej efektywności), o ile zrezygnujemy z osłabiania poziomu sygnału audio przez ten dzielnik. Dodałem więc do rezystorów R13 i R14 kondensatory 1.5µF. To zapewniło mi dodatkowo około 10dB wzmocnienia napięciowego - nieco więcej niż trzykrotne. Dodatkowe wzmocnienie jest ponadto korzystne bo wtedy ciszej ustawiam poziom głośności w źródle sygnału co ma dodatni wpływ na zniekształcenia tam powstające.
Czas na pomiary, dotyczyć one będą już układu z tą opisaną modyfikacją - te dwa dodatkowe kondesatory. Tu tylko przypomnę, że sama druga harmoniczna nie jest odbierana przez nasz zmysł słuchu jako zniekształcenie. Tolerowany jest jej wysoki poziom nawet rzędu 10%. Druga harmoniczna to odstęp tonów o oktawę, para takich dźwięków to alikwot. Podam jeszcze jako ciekawostkę, że dla dwóch dźwięków różniących się o oktawę nasz słuch nie rozróżni kierunków z których one nadchodzą.
Stanowisko pomiarowe wykorzystywało jako główny instrument pomiarowy interfejs audio Focusrite Scarlett 2i2 2gen. Sterowniki ASIO, dedykowane do tego urządzenia, system Windows 11 64-bit. Pomocniczym instrumentem był oscyloskop cyfrowy dla pomiaru poziomu sygnału wejściowego oraz dla pomiaru wzmocnienia napięciowego. Oprogramowanie wykorzystywane to Audiotester, ARTA, STEPS, Multi-Instruments oraz (bardziej z ciekawości) SpectraPlus. Wyjście wzmacniacza było obciążane rezystancją 60Ω - tyle ile mają moje Koss Porta Pro. Dla pomiarów referencyjnych, czyli tylko samego interfejsu audio jego wyjście obciążane było rezystancją 220Ω taką jak we wzmacniaczu (to ma wpływ na dolną częstotliwość graniczną wyjścia tego interfejsu audio). Dla fanów programu RMAA, niestety na moim aktualnym laptopie RMAA nie działa, dla urządzeń MME nie pokazuje się okno czy to kalibracji czy okno informujące o pomiarze, zaś dla urządzeń ASIO pojawia się natychmiast bluescreen. (Laptop to procesor i5 11-tej generacji).
Najpierw wzmocnienie napięciowe, podane napięcia dotyczą pełnej amplitudy peak-to-peak:
W dalszej części podawane pomiary są dla poziomu sygnału wejściowego 1Vp (0.707Vrms), który jest poziomem odniesienia czyli poziomem 0dB.
Pomiar pasma przenoszenia zestawu wzmacniacz i interfejs audio.
Pomiar referencyjny pasma przenoszenia samego interfejsu audio:
Widać, że wyjście interfejsu obciążone tym wzmacniaczem czyli jego impedancją wejściową równą 220Ω ma dolną częstotliwość graniczną już znacznie zawyżoną. (Dla pozostałych pomiarów można nawet zaniedbać wpływ na wyniki samego interfejsu bowiem uzyskane wartości można potraktować jako wartości graniczne, czyli rzeczywiste są nie gorsze niż te uzyskane z pomiaru całego zestawu wzmacniacz plus interfejs audio). W zasadzie pomiar pasma przenoszenia może być tylko przydatny dla określenia górnej częstotliwości granicznej, czyba że otrzymany wykres "zdigitalizować" na ciągi wartości, przenieść do Excela, dokonać obliczeń. Można w programach ARTA, STEPS dokonać pomiaru referencyjnego i one mają same wykonać stosowne przeliczenia ale znowu potrzeba dodatkowych pomiarów a w sumie to tylko chciałem sprawdzić tylko tę górną częstotliwość graniczną bo co co dolnej to nie miałem "obaw", że będzie inna niż symulacje.
Przesłuchy, częstotliwość 1kHz, 100Hz i 10kHz, kanał lewy:
Oraz kanał prawy:
Pozwolę sobie pominąć pomiar referencyjny dla przesłuchów. To nie jest krytyczny parametr. Jeden z modnych trendów zaleca zmniejszenie separacji kanałów dla słuchania przez słuchawki, ja jednak wolę poszerzenie efektu stereo opartego na DSP i efekcie Hassa jaki jest na przykład w open-source'owym Rockboxie.
Teraz THD+N, pomiar bez filtru ważonego i z filtrem A:
Oraz pomiar referencyjny THD+N bez filtru ważonego i z filtrem A:
Na załączonych powyżej wynikach są widoczne wyliczone wartości SNR, SINAD.
Kolejna seria pomiarów to widmo zniekształceń z pominięciem już pomiaru referencyjnego by pokazać charakter zmian widma harmonicznych zależnie od poziomu wysterowania, kanał lewy, poziomy 0dB, -3dB, -6dB, -10dB, -16dB, -20dB i -26dB:
Oraz dla prawego kanału, te same poziomy wysterowania:
Widać wyraźnie, że dominuje druga harmoniczna, trzeciej jest niewiele, kolejne wyższe harmoniczne można zaniedbać. Wynika z tego jasno, że zostały spełnione oczekiwania co do charakteru zniekształceń nieliniowych. Dla szybkiego wizualnego porównania przedstawię jeszcze wynik testowego szybkiego sprawdzianu działania programu SpectraPlus, tu jest wyjątek w prezentacji pomiarów bo nie jest on wykonany dla poziomu wejściowego 1Vp, co nie jest istotne bowiem podaję ten wynik tylko dlatego bo na nim lepiej widać różnice pomiędzy egzemplarzami lamp:
Jako uzupełnienie pomiarów THD+N podam wyniki pomiarów zestawu wzmacniacz + interfejs audio w wartościach procentowych z rozbiciem na poszczególne harmoniczne dla każdego z kanałów oraz dla różnych poziomów sygnału wejściowego, przypominam 0dB = 1Vp (0.707Vrms):
Kończąc temat THD podam jeszcze jak zniekształcenia z rozbiciem na kilka początkowych harmonicznych zależą od częstotliwości, najpierw kanał lewy a potem prawy (te "rekinie ząbki" no cóż, STEPS ma taką przypadłość pewnie "celowo wprowadzoną" w wersji demo - "skądś" się biorą dziwne zakłócenia, których brak przy innym oprogramowaniu):
Teraz zniekształcenia intermodulacyjne trzema metodami, kolejno SMPTE, DIN i CCIF: Poziom wejściowy 1Vp:
Pomiary referencyjne zniekształceń intermodulacyjnych kolejno SMPTE, DIN i CCIF:
Jeszcze z pomiarów podam sam poziom szumów. Na marginesie, to jest kłopot bo Multi-Instrumets podawał mi SNR rzędu 95dB zaś SpectraPlus zaledwie 34dB i tyle damo dla SINAD a ta wartość dziwnym trafem jest bliska wartości SINAD podanej przez Multi-Intruments (w sumie to chyba bug w SpectraPlus, że SNR to faktycznie SINAD a ponadto brak info jak to jest dokładnie liczone no i jeszcze jedno - uśrednianie i duża "porcja" próbek dla FFT teoretycznie powinno "poprawiać" wartość SNR):
Warto wspomnieć o poborze energii. Nie ma pomiaru a będą szacunki, nie miałem "specjalnego" kabelka zasilającego USB by pomierzyć natężenie prądu (a nie będę "psuć" kabelka jaki posiadam). Więc szacujemy: pobór mocy na żarzenie lamp to 130mA * 12.6V czyli około 1.65W, pobór mocy przez stopnie lampowe to 2 * 5mA * 36V to 360mW. Układ DC-servo pobierze jakieś 40mW mocy z zasilania. Prąd spoczynkowy buforów to razem 30mA czyli 380mW. Dla poziomu wyjściowego 1Vrms mamy razem około 25mW mocy. No jeszcze cewka przekaźnika pobiera 100mW. Razem mamy około 2.6W poboru mocy. Dla napięcia 4V i sprawności około 80% mamy około 820mA. Powerbank 20000mAh starczy więc na grubo ponad 20 godzin grania według tych szacunków. Jest to dłużej niż mogą pracować przenośne odtwarzacze (rzynajmniej większośc oferowanych na rynku modeli). Praktyczne korzystanie z tego wzmacniacza mniej więcej potwierdza te szacunki.
Reasumując są spełnione założenia projektowe. Jednak już od razu są przesłanki by zmodyfikować układ bo jednak te dodatkowe wzmocnienie napięciowe jest "przydatne". Drugą planowaną zmianą jest rezygnacja ze sprzężenia stałoprądowego pomiędzy lampą a buforem czyli dodatkowo odpada DC servo i zasilacz napięcia ujemnego. Trzecia zmiana to nieco inny punkt pracy lamp - niższy prąd anodowy nieco większe ujemne napięcie polaryzacji siatki sterującej. Przed etapem obliczeń opartych na symulacjach SPICE inaczej nieco, wizualnie ciut lepiej dopasowałem model do charakterystyk lampy. Ten drugi model lampy poniżej:
Code:
**** 6S63N_LV ******************************************
* Created on 07/09/2022 10:30 using paint_kit.jar 3.1
* www.dmitrynizh.com/tubeparams_image.htm
* Plate Curves image file: 6s63n1a2.bmp
* Data source link:
*----------------------------------------------------------------------------------
.SUBCKT TRIODE_6S63N_LV 1 2 3 ; Plate Grid Cathode
+ PARAMS: CCG=3.5P CGP=2.4P CCP=1.3P RGI=2000
+ MU=17.57 KG1=180.95 KP=47.04 KVB=148.5 VCT=0.1465 EX=1.289
* Vp_MAX=50 Ip_MAX=25 Vg_step=0.5 Vg_start=0 Vg_count=9
* Rp=8200 Vg_ac=0.5 P_max=40 Vg_qui=-1.5 Vp_qui=19
* X_MIN=190 Y_MIN=134 X_SIZE=948 Y_SIZE=662 FSZ_X=1938 FSZ_Y=1038 XYGrid=false
* showLoadLine=n showIp=y isDHT=n isPP=n isAsymPP=n showDissipLimit=y
* showIg1=n gridLevel2=n isInputSnapped=n
* XYProjections=n harmonicPlot=n dissipPlot=n
*----------------------------------------------------------------------------------
E1 7 0 VALUE={V(1,3)/KP*LOG(1+EXP(KP*(1/MU+(VCT+V(2,3))/SQRT(KVB+V(1,3)*V(1,3)))))}
RE1 7 0 1G ; TO AVOID FLOATING NODES
G1 1 3 VALUE={(PWR(V(7),EX)+PWRS(V(7),EX))/KG1}
RCP 1 3 1G ; TO AVOID FLOATING NODES
C1 2 3 {CCG} ; CATHODE-GRID
C2 2 1 {CGP} ; GRID=PLATE
C3 1 3 {CCP} ; CATHODE-PLATE
D3 5 3 DX ; POSITIVE GRID CURRENT
R1 2 5 {RGI} ; POSITIVE GRID CURRENT
.MODEL DX D(IS=1N RS=1 CJO=10PF TT=1N)
.ENDS
*$
Dla podanych obydwu modeli podałem pojemności międzyelektrodowe zimnej lampy zmierzonej mostkiem RLC. Dla pracującej lampy te pojemności będą większe, szczególnie wejściowa kilkukrotnie wyższa, tym wyższa im wyższa wartość prądu anodowego.
Warto opisać nieco inne zabezpieczenie wejść układów LME49600 oraz konieczność jedgo zastosowania. Są tu użyte dwie diody D1 i D3 dla jednego kanału oraz D2 i D4 dla drugiego. Te diody zapewnieniają ograniczenie napięcia na wejściu tych buforów do limitów określonych jako napięcie zasilania plus 0.7V oraz napięcie -0.7V. Układ sprzegający lampa - bufor z pojemnością kondensatora sprzęgajacego i wypadkową rezystancją dzielnika polaryzującego wejście ukłądu LME49600 tworzą układ rózniczkujący. Pierwsza szpilka przepięciowa dodatnia pojawi się po załączeniu zasilania. Lampy są zimne, brak emisji, więc mamy narastanie napięcia na jej anodzie aż do 36V. Druga szpilka już ujemna to moment gdy lampa się nagrzewa i pojawia się emisja a temu towarzyszy szybki względnie spadek napięcia na anodzie lampy z 36V do około 18V. Oczywiście zostaje jeszcze to, że napięcie równe połowie zasilania musi ten kondensator sprzęgający naładować. Te stany przejściowe przedostają się oczywiście na wyjście wzmacniacza ale są wyeliminowane poprzez układ opóźnionego załączania wyjść wzmacniacza zrealizowany na tranzystorze T1.
Wyniki symulacji dla drugiej wersji. Program to LTspice. Najpierw schemat, potem oscylogram, następnie wyliczenia zniekształceń i na koniec pasmo przenoszenia w tym powiększony wykres by uchwycić limity dla spadku 0.5dB względem poziomu dla 1kHz. Dla tych symulacji przyjąłem impedancję słuchawek równą 32Ω.
Schemat ideowy drugiej wersji:
Projekt PCB (jej wymiary to 99.5mm * 63mm):
Reendering PCB:
Lista elementów:
Podstawowa uwaga, nie stać mnie na urządzenie pomiarowe klasy produktów firmy Audio Precision to tylko bagatelka 16000USD. Nie dysponuję nawet dość przeciętnym urzadzeniem firmy QuantAsylum typu np QA403 z dedykowanym dla niego oprogramowaniem. SpectraPlus kosztuje nawet więc niż ten QA403 a i tak sporo w niej brakuje funkcjonalności.
Co do wspomnianego curve tracera to tu jest strona WWW tego projektu: µTracer6 - polecam się z nią zaznajomić, szczególnie z opisem konstruowania kolejnych wersji tego fajnego urządzenia.
Jak ktoś dotrwał do samego końca to dziękuję za uwagę. Teraz czekam na krytykę.
Cool? Ranking DIY
