Nagrzewnica indukcyjna 1 kW

Witam!
Nie odzywałem się dłuższa chwilę z braku czasu, a przede wszystkim ponieważ nie prowadzę obecnie żadnych prac doświadczalnych, omawianie kolejnych schematów różnych obwodów
jak mi się wydaje bardziej oddala nas od rozwiązania problemu niż przybliża. Przedstawiałem niejednokrotnie mój punkt widzenia i zalety falownika szeregowego w systemach nagrzewania indukcyjnego. Jak próbowałem to wyjaśnić na przykładach obliczeniowych (12.09.2009), nawet sterowanie rezonansowe falownika szeregowo-równoległego nie jest w stanie zapewnić efektywnego nagrzewania stali powyżej temperatury przemiany magnetycznej bez konieczności zmiany pojemności kondensatora równoległego. Inne warunki występują dla wsadów niemagnetycznych i hartowania indukcyjnego gdzie można przeprowadzić taki proces bez dołączania dodatkowych kondensatorów, a w szeregu przypadków także bez zmiany częstotliwości. Przełączanie tranzystorów w stanie bez prądowym zapewniające dużą sprawność i moc wyjściową możliwe jest tylko w przypadku gdy indukcyjność dławika szeregowego jest mniejsza niż indukcyjność równoległego wzbudnika co oznacza że prąd tranzystorów jest znacznie większy od prądu wzbudnika. W przypadku odwrotnym (indukcyjność szeregowa większa od równoległej) maksymalną moc uzyskuje się gdy obwód równoległy znajduje się w rezonansie, wtedy jednak jedynie załączanie tranzystorów odbywa sie w warunkach bez prądowych. Obwód szeregowo-równoległy nie zapewnia więc możliwości optymalizacji (przy względnie prostym sterowaniu) ze względu na moc strat, dla załączania bez prądowego konieczne jest zwiększenie strat przewodzenia (większy prąd), dla ich zmniejszenia niemożliwe staje się przełączanie bez prądowe. Pewnym rozwiązaniem problemu jest dołączanie do tranzystorów kondensatorów równoległych i praca z tzw. quasi ZVS.
W falowniku szeregowym natomiast prąd obciążenia jest prądem tranzystorów, a przełączanie można zawsze zrealizować w momentach zbliżonych do przejścia prądu przez zero.

Z przykładów wyłowionych w sieci przez mosfetkillera (12.01.2010) chciałbym spróbować omówić pierwszy z nich dotyczący falownika szeregowego. W przypadku drugim dla omówienia należałoby przeprowadzić dość złożoną analizę zależności fazowych występujących w falowniku szeregowo-równoległym w zależności od częstotliwości sterowania i parametrów obwodu. Ponieważ nigdy tym zagadnieniem nie zajmowałem się po prostu nie zabiorę w tej sprawie głosu.
W przedstawionym przykładzie kondensator obwodu rezonansowego został umieszczony po stronie wtórnej. Takie rozwiązanie drastycznie zmniejsza rozmiary transformatora gdyż dla rezonansu przenosi on jedynie moc czynną obciążenia. Autor projektu słusznie zauważył, że w obwodzie prąd i napięcie na kondensatorze są przesunięte względem siebie o kąt 90°. Wyznaczając moment przejścia tego napięcia przez zero oraz wykorzystując dodatkowe
90° przesunięcie pętli fazowej uzyska sterowanie w warunkach bez prądowego przełączania tranzystorów. Niestety jest to tylko częściowa prawda. To dodatkowe 90° przesunięcie występuje jedynie dla częstotliwości środkowej pracy PLL. Wykorzystany detektor fazowy typu pierwszego synchronizuje tak, że dla najmniejszej częstotliwości VCO dodatkowe przesunięcie wynosi 0°dla największej 180° i w ogólności tranzystory tylko wyjątkowo przełączają się z zerze prądu.
Oczywiście układ działa i dostosowuje swą częstotliwość do rezonansu, jednakże traci się
podstawowa zaletę układu pętli tzn. przełączanie z prądem zbliżonym do zera (mowa tu oczywiście o praktyce, gdyż tylko teoretycznie można tranzystory przełączyć dokładnie w zerze prądu). Dlatego też wszystkie układy sterowania rezonansowego zawierające PLL wykorzystują detektor fazowy drugiego typu (bez przesunięcia fazowego), a sygnałem sterowania jest prąd (dokładnie mówiąc moment przejścia przez zero). Wtedy falownik sam dostosowuje częstotliwość, straty przełączania są minimalne a regulacji podlega napięcie zasilające falownik (oczywiście z ograniczeniem prądu jak wielokrotnie pisałem).

Do mosfetkiller.
Oczywiste jest, że dla układów małej mocy o niekomercyjnym zastosowaniu powinno dążyć się przede wszystkim do jak największej prostoty i cięcia kosztów. Jeżeli chodzi o koszty to należy zrezygnować z regulowanego źródła napięcia zasilającego (pomijam oczywiście prostą regulację za pomocą autotransformatora). Przy takim założeniu niezależnie od tego czy mamy falownik szeregowy czy szeregowo-równoległy sterowanie musi odbywać się poprzez zmiany częstotliwości (cały czas myślę tu o nagrzewaniu stali). Jednakże dla falownika szeregowo-równoległego sama regulacja częstotliwością nie jest wystarczająca do nagrzewania stali powyżej punktu przemiany magnetycznej (chyba że mamy świetnie zaizolowany cieplnie wsad). Falownik szeregowy przy sterowaniu częstotliwością robi to bez najmniejszego problemu bez konieczności dołączania dodatkowych kondensatorów. Ponadto brak dodatkowej indukcyjności umożliwia większą elastyczność w dopasowaniu wzbudników różnej wielkości.
Prostota. Nieco prostszy (ze względu na brak dodatkowej indukcyjności) jest falownik szeregowy.
Koszt. Koszt falownika szeregowego jest większy. Ponieważ prąd wzbudnika jest jednocześnie prądem tranzystorów ich parametry muszą być odpowiednio większe niż w
falowniku szeregowo-równoległym. Ze względu na mały poziom mocy zastosowanie transformatora wyjściowego staje się koniecznością. Z tych właśnie względów przeniesienie kondensatora na stronę wtórną jest korzystne (tu nie bez znaczenia jest moc pozorna a więc i koszt transformatora). Prąd kondensatora w falowniku szeregowo-równoległym bez transformatora oraz w szeregowym z kondensatorem w obwodzie wtórnym jest taki sam dla danego wzbudnika.
Osobnym zagadnieniem jest sposób automatycznego sterowania. Jak mi się wydaje zastosowanie pętli fazowej jest koniecznością, a poziom komplikacji w obu przypadkach jest zbliżony (choć w falowniku szeregowym analiza fazowa jest niezwykle prosta).

Pewnego wyjaśnienia wymaga wielokrotnie przytaczane "ograniczenie prądu". Poza szczególnymi przypadkami w pełni profesjonalnych urządzeń w prostych obwodach falownika
szeregowego pracującego rezonansowo może ono ograniczyć się do takiej regulacji napięcia autotransformatorem aby prąd zasilania falownika nie przekraczał pewnego ustalonego poziomu. Ponieważ dla wsadu magnetycznego napięcie zasilania powinno być najmniejsze wystarczy je stopniowo zwiększyć obserwując wartość prądu np. amperomierzem.

Bardzo ciekawie prezentuje się artykuł przedstawiający porównanie falowników szeregowo-równoległych zasilanych za źródła napięcia i prądu. Wykazano tam wyższość tego
pierwszego. Szczerze mówiąc nie dziwi mnie to, chyba każdy falownik ma lepsze parametry
(a przynajmniej jest mniej narażony na awarie) niż szeregowo-równoległy z dzieloną pojemnością pochodzący z lat 50-tych. Dla zainteresowanych parametry i sposób projektowania tego falownika zawarte są w publikacji "Nagrzewanie indukcyjne i pojemnościowe" pod redakcją A.W.Dojskowa.

W trakcie nagrzewania indukcyjnego litej bryły różnica mocy pomiędzy stanem magnetycznym i niemagnetycznym jest wystarczająca do spowolnienia a nawet zatrzymania procesu nagrzewania jeżeli straty ciepła z powierzchni przekroczą moc doprowadzoną. Stosunek tych mocy jest proporcjonalny do pierwiastka z przenikalności. Jeżeli w typowych warunkach przenikalność wynosi 50 to różnica jest rzędu 7. Aby nagrzewać pełny wsad należy więc zwiększyć znacznie prąd wzbudnika np. zwiększając częstotliwość. Jednakże podwyższenie częstotliwości nie zwiększa wyraźnie prądu, gdyż przeciwstawia się temu indukcyjność szeregowa.
W przypadku kawałkowatego wsadu poddawanego topieniu mamy do czynienia z wieloma ciałami ferromagnetycznymi poprzedzielanymi szczelinami powietrznymi (tak jak ziarna ferromagnetyka w rdzeniu proszkowym) a ich wypadkowa przenikalność a zatem i straty mocy podlegają dużo mniejszym zmianom. Jeżeli więc jesteśmy w stanie doprowadzić wsad do temperatury przemiany magnetycznej to i bez większych problemów możemy go nagrzewać dalej. Istotna zmiana strat występuje w momencie roztapiania się wsadu jednakże tam dzięki zwiększonej sprawności elektrycznej (luźno poukładane kawałki wsadu są dużo gorzej sprzężone z wzbudnikiem) prąd konieczny do stopienia wsadu jest dużo mniejszy niż do jego nagrzania. Podobna sytuacja występuje w trakcie hartowania, gdzie duże natężenie pola magnetycznego powoduje spadek przenikalności materiału w pobliże jedności. Stąd zmiany mocy są mniejsze. Jeszcze raz należy podkreślić w przypadku topienia prąd wzbudnika jest największy w trakcie nagrzewania wsadu i maleje w trakcie topienia (zmiana konfiguracji geometrycznej więc i drastyczna zmiana sprawności z ograniczonym wpływem przejścia przez punkt przemiany magnetycznej). W przypadku nagrzewania skrośnego mamy sytuację dokładnie odwrotną w pobliżu temp. Curie. Pomijam tu wpływ tygla bo wsad może również znajdować się w nagrzewnicy z dobrą izolacją cieplną. Myślę że trzeba uściślić tezę dotyczącą nagrzewania w falowniku szeregowo-równoległym :
podczas nagrzewania skrośnego wsadu w falowniku szeregowo-równoległym żaden układ
sterowania częstotliwościowego nie daje gwarancji nagrzewania powyżej temp. przemiany magnetycznej bez zmiany pojemności kondensatorów kompensujących.

Właśnie zrobiłem sobie prosty układ symulacyjny falownika szeregowo-równoległego i trochę popracuje nad symulacjami. Trzeba trochę czasu aby wypracować jakieś zależności choćby natury jakościowej.

Do mosfetkiller
Tak, to porównanie falowników szeregowo-równoległych zasilanych ze źródła prądu i źródła napięcia. Bardzo ważną informacją jest że tranzystory falownika załączają się z zerową wartością prądu. Obowiązuje to dla każdej częstotliwości większej niż częstotliwość rezonansu równoległy dławik - równoległa pojemność (bardzo ładnie widać to w nawet najprostszych symulacjach). Z tego co pamiętam byłeś chyba jedyną osobą, która postulowała rezygnację z dodatkowych obwodów diodowych dla tranzystorów MOS na rzecz tych zawierających szybkie diody. Jest to postępowanie słuszne, gdyż przy stosowanych częstotliwościach mała szybkość opadania prądu w trakcie wyłączania diod nie wymaga od nich ekstremalnie małych czasów trr.
Dodatkowy obwód diodowy zwiększa tylko niepotrzebnie indukcyjności i pojemności pasożytnicze.
Co do zalecanej częstotliwości przełączania to jest ona nieco większa od częstotliwości rezonansu kondensator - wzbudnik stąd dość duża komplikacja układu sterowania pętla fazową.
Ponadto przy takim sterowaniu do pełnej kontroli falownika ponownie staje się konieczne
zastosowanie regulowanego źródła zasilania. W zasadzie wszystkie falowniki pracujące rezonansowo narzucają konieczność takiej regulacji napięcia (prądu) zasilającego. To cena jaką płaci się za prostsze (w porównaniu z regulacją częstotliwościową) wyznaczanie chwil przełączania tranzystorów. Bardzo korzystną cechą falownika szeregowo-równoległego
jest znaczne zwiększenie prądu wzbudnika w przypadku słabo sprzężonych wsadów.
Taki falownik sterowany częstotliwościowo stanowi idealne źródło do zasilania pieców indukcyjnych, bijąc na głowę w tym zastosowaniu zarówno falowniki szeregowe jak i równoległe (przy topieniu dodatkowo nie ma potrzeby stabilizacji napięcia zasilającego).
Jednakże wymaga to opracowania skutecznego sposobu sterowania bez uciekania się
do pomocy szybkich procesorów.

Muszę dodać, że moje zdanie co falownika szeregowo-równoległego uległo pewnej zmianie.
Jako usprawiedliwienie mojej złej opinii o tym układzie jest fakt, że dotąd rozpatrywałem jedynie układy tyrystorowe, w których to ze względu na konieczność ich wyłączania
stosunek indukcyjności szeregowej do równoległej jest dokładnie odwrotny niż w prezentowanych przez Was układach.

Do mosfetkiller.
Przeczytałem znaleziony przez Ciebie artykuł dotyczący falowników szeregowo-równoległych.
Początek dotyczy różnic w topologii i właściwościach falowników zasilanych ze źródła prądu i napięcia, autorzy wykazują przewagę zasilania napięciowego w stosunku do klasycznego rozwiązania pochodzącego z czasów gdy jako elementy przełączające stosowano tyratrony.
Ja jednak postanowiłem podejść do sprawy nieco inaczej. Przebieg prądu i napięcia wyjściowego falownika ukazane na rysunkach (fig.9 str.2044) są identyczne jak falownika szeregowego sterowanego rezonansowo. W falowniku szeregowym dopasowanie małych wzbudników wymaga zastosowania transformatora wyjściowego przenoszącego całą moc pozorną obciążenia co związane jest z wielkim kosztem tego elementu. Zbocznikowanie wzbudnika kondensatorem powoduje że obwód równoległy zachowuje się jak transformator rezystancji, dzięki czemu możliwe jest dopasowanie takiego wzbudnika wprost do zasilania z falownika. Taki trik powoduje jednak, że przy istniejącej rezystancji obciążenia istnieją dwie częstotliwości spełniające warunek rezonansu. Gdyby zastosować sprzężenie zwrotne tylko od prądu wyjściowego falownika to o tym, przy której częstotliwości układ dopasowałby się decydowałyby straty energii. W trakcie nagrzewania w wyniku zmian parametrów wzbudnika mogłoby dojść do zmiany częstotliwości dopasowania, która to przebiega przez obszar, w którym obciążenie ma charakter pojemnościowo-rezystancyjny. Dodatkowe straty związane z załączeniem tranzystorów mogłyby spowodować ich awarię. Analogiczne zjawisko występuje w generatorach lampowych o obwodach sprzężonych i zwane jest przeciąganiem częstotliowości. Dlatego też nie stosuje się sprzężenia od prądu falownika (slu_1982 to ryzykowny pomysł) a chwilę przełączenia wyznacza się porównując przesunięcie fazowe
napięć na dławiku szeregowym. Takie podejście zapewnia, że falownik będzie pracował z wyższą z tych częstotliwości. Według danych z tabeli III (str. 2043) artykułu dla pierwszego obciążenia po rozwiązaniu graficznym równania Xeq = 0 (równanie 4 str. 2042) otrzymałem dwie następujące częstotliwości :
f1 = 96,056 kHz
f2 = 103,603 kHz
Rozwiązanie to jest także uwidocznione na rysunku (fig6. str.2043).
Autorzy jednak zaznaczają że falownik taki nie powinien być sterowany częstotliwościowo
a ograniczeniem prądu poprzez regulację napięcia zasilania (tak jak w falowniku szeregowym rezonansowym). Próba zastosowania sterowania powyżej częstotliwości rezonansowej to projekt z linku
http://uzzors2k.4hv.org/index.php?page=ihpll1
Jak mi się jednak wydaje dobór minimalnego przesunięcia fazowego wprowadzanego przez
pętlę, a koniecznego do pracy powyżej rezonansu będzie bardzo trudny przede wszystkim ze względu na nieznajomość dokładnych maksymalnych wartości indukcyjności i rezystancji wzbudnika (nie da sie tego policzyć i ustawić jak w artykule). Wszystko to jest kwestią pomiarów i ręcznej regulacji.

Muszę się przyznać do pewnego błędu popełnionego poprzednio gdy pisałem o braku konieczności stosowania złożonych obwodów diodowych w przypadku mosfetów. Oczywiście
istnieje pewien zakres częstotliwości, dla których obciążenie przyjmuje charakter pojemnościowo-rezystancyjny, jednakże dla częstotliwości stosowanych w praktyce (przy
sterowaniu czestotliwoscią) nie dopuszcza pracy w tym zakresie (a nawet w pobliżu niego) więc stosowanie tych diod jest zupełnie niepotrzebne, a wystarczające w tym względzie
parametry dynamiczne zapewniają diody szybkie zintegrowane z tranzystorami MOS (jednak nie diody pasożytnicze) tak jak pisał mosfetkiller.

Do mosfetkiller.
Co do książki (jej akurat nie posiadam, miałem ją kiedyś pożyczoną) to wszystkie współczynniki w niej przedstawione obliczone są analitycznie. Ponieważ do zgrubnego projektowania stosuje równania (zamiast jednak metody transformatora powietrznego stosuje metodę oporów magnetycznych i programuje do tego celu kalkulator) większość tych współczynników wiele lat temu obliczyłem. Jeżeli będzie taka potrzeba to mogę je udostępnić dla wsadu walcowego ze znacznie większą rozdzielczością niż przedstawione są w literaturze.

Co do transformatora to chodziło mi o układy największych mocy (odnosiłem się do artykułu),
gdzie zysk z rezygnacji z tego elementu jest ogromny. Mogę nawet powiedzieć, że właśnie w Waszych układach małej mocy jego zastosowanie jest jak najbardziej zalecane. Pozwala on na zastosowanie tańszych elementów biernych, przede wszystkim składanych z pojedynczych
egzemplarzy baterii kondensatorów.

Co do sterowania częstotliwością to największą trudnością w falowniku szeregowo - równoległym jest pojawiające się pasmo częstotliwości przy charakterze pojemnościowo - rezystancyjnym obciążenia. Wydaje mi się jednak (choć chciałbym sie mylić), że nawet w amatorskich obwodach nie uda się uciec od konieczności regulacji napięcia zasilającego falownik. Zastosowanie zwykłego ściemniacza tyrystorowego nie wchodzi w grę (jest on projektowany w zasadzie do obciążeń rezystancyjnch), jednakże prosty półsterowany prostownik tyrystorowy z filtrem indukcyjno - pojemnościowym powinien załatwić sprawę.
Na pewno byłby dużo tańszy od przekształtnika impulsowego. Muszę pogrzebać w literaturze.

Można prosto zbudować taki prostownik bez stabilizacji napięcia i ograniczenia prądowego.
Jak zawsze jest jednak ale. W układach jednofazowych wielkość dławika jest ogromna.
Dla prostownika 15A i napięcia na wyjściu 180V dławik powinien mieć indukcyjność 60mH.
To nieracjonalne aby do tak małego urządzenia pakować dławik o wadze 10kg.
Pozostanie wiec przekształtnik impulsowy (jeżeli ktoś nie ma autotransformatora to powinien
zastanowić się nad takim rozwiązaniem, gdy zobaczyłem ceny traf to mnie zatkało) o ile nie
uda się wyeliminować konieczności regulacji napięcia.

Do slu_1982.
Wartość rezystorów.
W ogólności dla sterowania tranzystora bezpośrednio ze sterownika (nie stosujemy wtedy diody bocznikującej rezystor bramkowy) zasilanego ze źródeł napięcia dodatniego Vcc i ujemnego Vee (dla zasilania jednobiegunowego Vee = 0) i dla maksymalnego prądu w impulsie Im minimalną wartość rezystora bramkowego szacujemy z wyrażenia :

Rgmin = (Vcc - Vee)/Im

dla przykładu mamy Vcc = 15V, Vee = -5V, Im = 5A mamy Rgmin = 4Ω.
Jeżeli jednak dysponujemy dokładniejszymi danymi np. dla UCC373X dla którego rezystancja wewnętrzna w stanie wysokim wynosi RH = 1.5 Ω (typ.), w stanie niskim RL = 1.1 Ω (typ.)
minimalna wartość tego rezystora wyniesie :

Rgmin = (Vcc - Vee)/Im - RL = Vcc/9 - 1.1

bo zwykle mamy zasilanie jednobiegunowe (Vee = 0), amplituda prądu Im =9A, wewnętrzna rezystancja RL = 1.1 Ω.

W przypadku układu z transformatorem o przekładni 1:1:1 (Vee = 0) oraz gdy rezystor bramkowy Rg bocznikowany jest diodą może zachodzić konieczność umieszczenia w obwodzie pierwotnym tego transformatora dodatkowej rezystancji Rd zmniejszającej impuls prądowy. Można ją oszacować z uproszczonego wzoru :

Rd = 2Vcc/Im - RL - RH

Dla cytowanych UCC373X i napięcia zasilania 15V mamy Rd = 0,73 Ω. Różnica jest niewielka i mając na względzie to co napisano poniżej można nie wprowadzać dodatkowych rezystorów.

Rzeczywiste prądy są mniejsze i mogą znacznie odbiegać od wartości obliczonych, gdyż
przy wyprowadzeniu wzorów nie uwzględniono rezystancji obwodu bramki wewnątrz tranzystora, przyjęto nieskończenie szybkie przełączanie sterowników i pominięto indukcyjności rozproszenia przewodów (transformatora).

Moc rezystorów.
Zwykle dla DRSSTC nie ma potrzeby obliczania strat mocy w rezystorach ze względu na mały
współczynnik wypełnienia impulsami sterującymi i można arbitralnie przyjąć stosowanie 3W bezindukcyjnych podzespołów. Jeżeli jednak w grę wchodzą duże bloki to trzeba przynajmniej oszacować wielkość mocy w układzie. Weźmy blok CM600-DU24F. Qg = 6.6µC dla 15V.
Układ sterowania zawiera transformator przeładowujący bramkę od -15V do 15V. Dla ciągłej
pracy z częstotliwością f=60kHz mamy :

P = 2Qg 2Vcc f = 23,76W.

Jeżeli rezystor zostanie zbocznikowany diodą, a wypełnienie przebiegu wyniesie η = 20% to średnie straty wyniosą

Pav = 0,5 P η = 2,376W

Zupełnie inaczej sprawa wygląda dla rezystora dodatkowego (o ile zostanie zastosowany).
Można w uproszczeniu przyjąć że jego moc powinna wynieść 3Pav.

Jeżeli postanowiłeś zastosować w dużych konstrukcjach bloki IGBT to polecam elementy
firmy Mitsubishi zwłaszcza serię NFM lub lepiej NFH. Odpowiednik tranzystora z przykładu
CM600DU-24NFH jest szybszy, a ładunek bramki w tych samych warunkach wynosi tylko Qg = 2,7µC. Spodziewam się, że bez większych problemów można na nim pracować do 100kHz z pełną obciążalnością prądową.

Zgadza się to musi być błąd w danych katalogowych i trzeba to poprawić (nie wiem dlaczego to przeoczyłem). Dzięki za zwrócenie uwagi.

Co do falownika to zachowuje się on jakby do wzbudnika włożono mały (o małej średnicy w stosunku do średnicy wzbudnika) przedmiot ferromagnetyczny bez zmiany częstotliwości pracy
(dla częstotliwości łączeń powyżej rezonansu).
Bardzo podobnie zachowywał się mój układ dużej mocy gdy do wzbudnika został zbliżony detal poddawany hartowaniu. Początkowo proces nagrzewania przebiegał stosunkowo wolno (ok. 5s) by po osiągnięciu temp. Curie nastąpiło szybkie nagrzanie do temp. ok. 1000°C. Cały cykl grzania trwał 7s wobec 5s dla urządzenia fabrycznego, które utrzymywało stałą moc grzania
(oba były falownikami szeregowymi).

Do slu_1982.
Postaram się odpowiedzieć na wszystkie pytania. Jeżeli coś pominę proszę o przypomnienie.

Jeżeli mówimy o pełnym mostku to transformator warto nazwać 1:1:1:1:1. Jak rozumiem dwie pary sterowników to połączenie 2×TC4421 + 2×TC4422. Szczerze powiem, że nie podoba mi się takie połączenie bo nie zapewni równomierności rozpływu prądów i nie da się z niego wydusić 2×9A bez obawy uszkodzenia sterownika. Rozwiązanie tego problemu podam w pdf.

Co do napięć na bramkach to wyjątkowo katalogi podają dopuszczalne napięcie stałe oraz dopuszczalne napięcie impulsowe (IXYS). Ta druga z wartości jest większa i np. dla bloku MOSFET VMM300-03F dla napięcia stałego jest ±20V, dla przejściowego ±30V. Po drugie nawet jeżeli napięcie znamionowe wynosi 20V, a na bramkę podamy 22V to i tak nie ulegnie ona uszkodzeniu. Przyjęcie danego napięcia znamionowego wynika z konieczności uzyskania
odpowiednio długiego czasu eksploatacji elementu. Podwyższając to napięcie godzimy się świadomie na krótszy czas życia tranzystora. Nie ma to większego znaczenia w DRSSTC, gdyż tranzystory i tak pracują na granicy wytrzymałości zwarciowej złącza i o wiele wcześniej zanim obwód bramkowy zacznie działać nieprawidłowo tranzystor jest uszkodzony na wskutek deformacji termicznych (częste nagrzewanie i chłodzenie złącza powoduje powstanie naprężeń czego objawem jest stopniowy wzrost rezystancji termicznej i temperatury, która powoduje
degradację i w końcu awarię struktury).

Stosowanie wysokich napięć sterujących ma na celu utrzymanie punktu pracy tranzystora
w obszarze liniowym (dla BJT nasycenia) charakterystyk nawet dla dużych prądów zwarciowych. Niskie napięcie bramki może spowodować, że przy odpowiednio dużym prądzie tranzystor wyjdzie z obszaru liniowego pracy i ulegnie uszkodzeniu ze względu na zwiększone straty mocy.

Ponownie nie zauważyłem drobnego błędu w opisie doboru rezystorów. Poprawię go z podkreśleniem. To już taka moja dziwna przypadłość, że mam problemy z dokładnym czytaniem na monitorze, dopiero w wydrukowanym dokumencie wszystko jest dla mnie czytelne.

Ze względu na brak informacji o ładunku przełączania tego bloku można przyjąć, że wszystkie rezystory powinny mieć moc 1W.

Do slu_1982.
Nie wiem dlaczego ktoś konkretnie w tym tranzystorze zastosował tak duże napięcie jeżeli pracował w bezpiecznym SOA. Jego charakterystyki nie są najszczęśliwsze. Na rysunkach fig.1 i fig.2 widać wyraźnie, że dla napięcia Vge = 9V i prądu 125A tranzystor wychodzi z obszaru liniowego (nasycenia). Ponieważ zasadą (z tego co widziałem) przy budowie DRSSTC jest praca na wytrzymałości zwarciowej elementów to i konieczne jest podwyższenie napięcia sterowania powyżej normalnie stosowanych wartości. Jeżeli jednak będziesz pracował na nominalnej SOA to w zupełności wystarczy stosować 15V sterowanie.

Znajdź sobie dane tranzystora HGT1N40N60A4D. Na trzeciej stronie w prawym dolnym rogu
znajduje się jego charakterystyka zwarciowa. Prąd zwarcia zależy od napięcia Vge np. dla 16V
prąd ten wynosi 1200A. Jeżeli w układzie cewki spróbujesz osiągnąć taką amplitudę przy np.14V to prąd zostanie ograniczony do 900A, a tranzystor wyjdzie z obszaru liniowego. Ponieważ w układzie zawsze występują spadki napięcia sterowanie odbywa sie większą wartością niż to wynika z karty katalogowej i przewidywanej amplitudy prądu. O ile zwiększyć napięcie w stosunku do katalogowych wartości należy pytać projektantów takiego sterowania.

Do mosfetkiller.
To świetna wiadomość. Wydaje mi się (nie znam wartości elementów ani częstotliwości pracy) ,że układ pracuje poniżej obu częstotliwości rezonansowych.

Do slu_1982.

Rc= 2x18V dzielone przez 9A daje 4 Ohm potem
Rd= 4 Ohm - 0.9 Ohm - 1.4 Ohm = 1.7 - rezystor w uzwojeniu pierwotnym
Rg= 4.7 Ohm - 1.7 Ohm = 3 Ohm - rezystory bramkowe

Są prawidłowo obliczone. I to wszystko. Pierwsze obliczenie dotyczy sterowania bezpośrednio z wyjścia sterownika i ma inną postać niż z transformatorem. Napięcie transila powinno być tylko nieco większe od amplitudy napięcia sterowania. Czytaj dokładnie (opisałem wszystkie konfiguracje bo często stosujecie sterowanie wprost z wyjścia sterownika, sygnał przenosicie dodatkowym układem IR..coś tam, nie pamiętam oznaczenia lub transoptorem). Pdf-a stworzyłem bo myślałem, że chodzi o zwiększenie wydajności prądowej układu sterowania ( bezpośrednie połączenie może doprowadzić do zwarcia ze względu na różne czasy przełączania dwóch różnych układów).