Current sensing - wykrywanie pradu mosfetow. Problem

Witajcie, robie przetwornice DC/DC na kontrolerze LTC3723-1.
Tutaj jest odpowiedni pdf:
http://www.linear.com/pc/downloadDocument.do?navId=H0,C1,C1003,C1042,C1113,P2428,D1007

Uklad ten ma pin zwany CS - current sensing czyli wykrywanie pradu. Rozumiem ze odpalajac mosfeta podlaczonego to cewki transformatora, prad przeplywajacy przez mosfeta ma ksztalt rampy. Dokladnie tak jak na tym rysynku:


Patrzac na ponizszy obrazek wszystko jest proste i latwe. Malutki rezystor do wykrywania pradu w szereg z mosfetami.


Na ponizszym obrazku dochodze do wniosku ze z tego pinu wyplywa prad w wysokosci napiecie na kondensatorze Ct podzielone przez 33k. Napiecie na tym kondensatorze to 2.35 V p2p jak czytam w tym pdf na stronie 6.


Jak widzimy z obrazka powyzej i ponizej: sa tam tak naprawde 2 opampy (komparatory) jeden porownuje do 300mV i robi modulacje PWM a drugi to zabezpieczenie nadpradowe.


Niestety nie moze byc zbyt latwo. Na tym obrazku widzimy dodatkowe komponenty: rezystor do +5V i kondensator do ziemi.


Poniewaz PDF producenta nie mowi ani slowa o tym jak dobierac rezystory w podobwodzie CS, a moje obliczenia wszystkich przykladow aplikacji pokazuja nonsensy (napiecie na CS nie osiagnie nawet 300mV wg moich obliczen aplikacji) dlatego mam pytanie czy ktos z szanownych forumowiczow moglby mi pomoc w znalezieniu tych rezystorow.

Przy 16V (napiecie minimalne) zrodla moge wycisnac maxymalny prad 19A. W jaki sposob mam obliczyc komponenty? Dlaczego jest dodatkowy rezystor i kondensator w nocie aplikacji podpiety do +5V i uziemienia. Czy mam dobrac komponenty tak by w moim zasilaczy przy 19A bylo na CS 300mV czy 600mV?

Pozdrawiam M

No to masz teraz niezły mętlik. Zacznijmy od początku:

1. Slope compensation czyli dodanie składowej zmiennej z kondensatora generatora.

Jest to kompensacja służąca poprawie stabilności pracy przetwornicy. Przetwornice push-pull charakteryzują się stosunkowo niewielką składową prądu występującą jako rampa. Pod obciążeniem rampa jest "nałożona" na składową prostokątną pochodzącą z obciążenia. Kąt nachylenia rampy jest tak mały, że zachodzi obawa o swoisty jitter - punkt wyłączenia MOSFETów nie występuje w tym samym czasie przy stałym obciążeniu. W skrajnym przypadku dochodzi wręcz do wypadania cykli i sporego hałasu.
Dodanie składowej zmiennej zwiększa nachylenie rampy i stabilizuje punkt wyłączanie MOSFETów w warunkach ustalonych.

2. Rezystor do +5V

Służy przesunięciu poziomu sygnału z rezystora-czujnika prądu w celu zmniejszenia strat w tym rezystorze. Jak słusznie zauważasz - wejście CS potrzebuje aż 300 mV do zadziałania a to często trudne do zrealizowania. W tym przypadku dodawane jest ok. 30 mV z dzielnika 75k/470R ale dochodzi do tego jeszcze składowa ze slope compensation wydzielająca się na rezystorze 470 om.

3. Kondensator do masy.

Podczas włączania MOSFETa płynie prąd ładowania pojemności wejściowej MOSFETa. Wcale nie mały. Na zboczu narastającym (leading edge) pojawia się na rezystorze-czujniku prądu pik, mogący doprowadzić do przedwczesnego wyłączenia MOSFETa.
Pojemność włączona równolegle do wejścia CS blokuje szpilki.

Witamy Marlenę80 z kolejnym problemem .
Ta słynna "rampa" o którą się pytasz z angielska to jest iµ gdzie iµ=(Uz/Lp)*ton dla Ir=0
Id =Ir+iµ Id - prąd drenu
gdzie Ir=(Uz*n²)/Ro Ro- obciążenie; Uz-zasilanie przetwornicy; Lp -indukcyjność uzwojenia pierwotnego jednej połówki, ton - czas przewodzenia klucza MOSFET.

Pytasz, dla którego progu liczyć ograniczenie prądowe? Mając opisane dwa komparatory z progami P. by P. current limit i overload current limit oraz podane wyżej wzory odpowiedz sobie .Masz podane na tacy, tylko wziąć.
Trochę wysiłku daj ze swojej głowy!

Oprócz rampy wynikającej z magnesowania uzwojenia pierwotnego jest jeszcze rampa z magnesowania dławika wyjściowego. Oczywiście można przenieść na stronę pierwotną przetransformowaną impedancję dławika i to liczyć...

Witajcie Dziekuje za odpowiedzi.

Zacznijmy od fotki.


Sygnal z CS zasila tak naprawde 3 opampy: numery 1,2,8

Opamp 1: znajduje sie za elektronika Rleb cyzli leading edge blanking, czyli opoznianiem przedniego zbocza. Pozniej sygnal idzie na or 12 (razem z sygnalem z PWM modulatora) i nastepnie na przerzutnik SR ktory jest bezposrednio odpowiedzialny za kierowanie cyklami.

Opamp 2: Shutdown current limit : porownuje sie z 650mV, nastepnie idzie to do fault logic3, ktory steruje mosfetem 4, jesli jest wysterowany, to SoftStart jest wyladowany do ziemi, jednoczesnie opamp 5 razem z dioda reaguja na napiecie powyzej 0.7 i blokuja to co wchodzi na opamp8, ja tak to przynajmniej rozumiem, wobec tego nie powinnismy osiagac poziomu wystarczajacego dla opamp 2 w normalnej pracy.

Opamp8: wejscie z CS jest powyzszane o 650mV i trafia na opamp 8, nasz posredni sygnal z CS jest porownywany w COMP czyli sygnalem z strony wtornej czy jeszcze ladowac czy juz starczy. Sygnal z COMP jest poddany dzielnikowi: 14.9/(14.9+50). I to jest tak naprawde nasz PWM modulator.

Czyli napiecie ktore zapodaje na CS przy max pradzie musi wyniesc: Vcomp*(14.9/64.9) - 0.65V

Czy moje rozumowanie jest sluszne? Pozdrawiam

Cytat:

Czy mam dobrac komponenty tak by w moim zasilaczy przy 19A bylo na CS 300mV czy 600mV?

Na CS - przekroczenie 300mV zatrzyma [poprzez wyjście op1, następnie bramkę12 - która porównuje ze stanem na 8] przerzutnik RS14.
Jest to ograniczenie "puls by puls".

Jeżeli napięcie na CS przekroczy 600mV to poprzez op2, nastepnie 3 i 4 uruchomi się soft start.
Jeżeli założysz napięcie 600mV na CS to będziesz miał/miała "czkawkę" przetwornicy, ponieważ każdy następny impuls na CS spowoduje Soft Start (SS) zanim przetwornica się podniesie.

Ustawienie na wejściu CS do 300mV umożliwi Ci pracę PWM.

-> marlena80

Podczas normalnej pracy interesuje Cię pulse-by-pulse current limit czyli 300 mV.

WKF: to są komparatory a nie op-ampy.

ronwald napisał:

Witamy Marlenę80 z kolejnym problemem .
Ta słynna "rampa" o którą się pytasz z angielska to jest iµ gdzie iµ=(Uz/Lp)*ton dla Ir=0
Id =Ir+iµ Id - prąd drenu
gdzie Ir=(Uz*n²)/Ro Ro- obciążenie; Uz-zasilanie przetwornicy; Lp -indukcyjność uzwojenia pierwotnego jednej połówki, ton - czas przewodzenia klucza MOSFET.

Pytasz, dla którego progu liczyć ograniczenie prądowe? Mając opisane dwa komparatory z progami P. by P. current limit i overload current limit oraz podane wyżej wzory odpowiedz sobie .Masz podane na tacy, tylko wziąć.
Trochę wysiłku daj ze swojej głowy!

Biore pod uwage ten rysunek z pdf`a:


Obliczam napiecie na CS:

1. podniesienie napiecia na dzielniku
5V (470/75470) = 0,0311V = 31mV

2. Podniesienie napiecia wynikajace z tego ze z CS wyplywa prad o wielkosci Uct/33k. Napiecie na kondensatorze Ct wynosi 2.35 peak to peak, wobec tego prad wyplywajacy z Ct to 2,35V/33000 = 7,12*(10^-5) A
Ten prad wplynie do ziemi poprzez opornik 470 Ohm. Napiecie dodatkowe na tym rezystorze to: 7,12*(10^-5) A * 470 Ohm = 33,4 mV

3. Punktu 3 nie dolicze do sumarycznego napiecie na Cs, ale przeprowadze tutaj to rozumowanie zeby sie domyslac czego moge sie spodziewac. Przetwornica z obrazka ma 165W, powiedzmy ze jej sprawnosc to okolo 91%, czyli pobiera z sieci 165W + 16,5W = 181,5W (prosze sie o te pojedyncze waty nie doczepiac)

Jesli min nap wejsciowe to 36V to max prad wejsiowy to:
181,5W/36V = 5,04 A

Czyli spadek napiecia na rezystorze czujacym prad to:
5,04 A * 0,03 Ohm = 151 mV

Teraz podliczmu punkty 1,2,3

31 + 33,4 + 151 = 215,4mV

Ok, czyli jestemy dosc blisko, jako ze jest to rampa to mozemy sie spodziewac mniejszego spadku napiecia (niz 151mV) na poczatku pochylni i wiekszego na koncu.

Do ostatecznych obliczen napiecia na CS uzyje wiec punktow 1,2,4,5 (bez 3 bo to tylko oszacowanie).

Wobec tego:
4


Uklad ma Ct = 220pF wiec bliczam czestotliwosc:
Fosc = 1/(220pF * 14,8k) = (1/3,256) * (10^(12-3-3)) = 307 kHz

Czestotliwosc wyjsciowa jest 2 x mniejsza niz czestotliwosc oscylatora (bo odpalane sa 2 mosfety w przeciwfazie, a to co tutaj jest nazwane oscylatorem i tak jest przez przerzutnik t przepuszczone), wiec Fout = 153kHz

wobec tego czas na jedna polowke to 3,25us

i przyjmuje to jako Ton Mosfeta w dalszych obliczeniach

Iu = (Uz/Lp)*Ton = (36V * 3,25 us)/150uH = 117/150 = 0,78 A
No dobra, ale to to jest to Iu wlasciwie? Na moje oko powinna byc to roznica napiec pomiedzy poczatkiem i koncem pochylni wynikajaca z indu... transformatora.

5. Ok teraz Ir co chyba oznacza prad wynikajacy z rezystancyjnej skladowej cewki.

Ir=(Uz*n²)/Ro = (36V * 9*9)/Ro

Ro to obciazenie, jesli konwerter ma dawac 50A na 3.3 V to Ro=3,3V/50A=0,066 Ohm

Ir = Ir=(Uz*n²)/Ro = (36V * 9*9)/0,066 = 44181 A = 44 kA

Cos mi sie wydaje "nieteges", I=U/R, wobec tego myslalem ze n to liczba zwojow na uzw pierwotnym (9).

Wobec tego moze to przekladnia trafo?
9:1 w przod - hmmm, wynik bez zmian
wobec tego 1:9 w tyl

pozwolicie sobie ze zoszczedze sobie troche obliczen i podziele 44181A przez (81*81)

nowe Ir = 6,734 A

super! wreszcie ludzkie wyniki
Wobec tego pod koniec rampy mamy prad w punktow 4 i 5 czyli:
6,734 + 0,78 = 7,51 A

Ur = 7,51 * 0,03 Ohm = 225mV

No dobra dodajmy to z dwoma podwyzszeniami napiecia spowodowanymi wyplywajacym pradem w Cs oraz dzielnikiem rezystorowym.

225 + 31 + 33,4 = 289,4 mV

ehhhh
jeszcze troche
moze dobijemy do 300

Solenoid wyjsciowy o ktorym wspominal -RoMan- nalezy przetransformowac przez parametry trafo. Ok. Ale przeciez na tym schemacie ta cewka jest na srodkowym odczepie, wiec nie jest widziana z przed transformatora poniewaz to jest push pull.

po namyslie...
Pewnie sie myle poniewaz to nie wzm audio gdzie srodkowy odczep jest uzmieniany, a ta cewka i tak tam pracuje i to mocno.
Wobec tego zachowanie tej cewki zmienia prad, wobec tego czy wystarczy ze uwzglednie ze ta cewka wyjsciowa jest widziana po stronie wtornej jakby byla 9:1 x wieksza?

Dodano po 7 [minuty]:

-RoMan- napisał:

-> marlena80

Podczas normalnej pracy interesuje Cię pulse-by-pulse current limit czyli 300 mV.

WKF: to są komparatory a nie op-ampy.

Wybaczcie ze post pod postem ale nie chce zaciemniac poprzedniego i tak dlugiego mojego postu.

Ok, rozumiem. Myslalam ze komparator mozna zastapic OpAmpem bez problemu.

Dodano po 5 [minuty]:

arch_x napisał:

Cytat:

Czy mam dobrac komponenty tak by w moim zasilaczy przy 19A bylo na CS 300mV czy 600mV?

Na CS - przekroczenie 300mV zatrzyma [poprzez wyjście op1, następnie bramkę12 - która porównuje ze stanem na 8] przerzutnik RS14.
Jest to ograniczenie "puls by puls".

Jeżeli napięcie na CS przekroczy 600mV to poprzez op2, nastepnie 3 i 4 uruchomi się soft start.
Jeżeli założysz napięcie 600mV na CS to będziesz miał/miała "czkawkę" przetwornicy, ponieważ każdy następny impuls na CS spowoduje Soft Start (SS) zanim przetwornica się podniesie.

Ustawienie na wejściu CS do 300mV umożliwi Ci pracę PWM.

Dlaczego wlasciwie ta przetwornica potrzebuje zarowno rampe jak i comp, fs (te 2 ostatnie to czucie napiecia na wyjsciu).
Powinni sobie sami zrobic generator pochylni w ukladzie i robic PWM lub nie w zaleznosci od napiecia wyjsciowego

Za male - 2x 49% duty cycle, za duze to 2x0,1%. I byloby ok. Chociaz to chyba powodowaloby masakryczne sianie po eterze, z roznymi cyklami czyli roznymi czestotliwosciami na chwile.

@wszyscy
Bardzo Wam dziekuje za wszelka pomoc

1. Zasymuluj sobie swoją przetwornicę na stronie: http://schmidt-walter.eit.h-da.de/smps_e/vgw_smps_e.html - push pull z odczepem jest pod względem obliczeń transformatora i dławika wyjściowego równoważna pełnemu mostkowi.

2. Twój postulat porównywania napięcia ze wzmacniacza błędu z rampą generatora jest krokiem wstecz w stronę trybu napięciowego. A juz praca bang-bang jest pomysłem kuriozalnym, nie stosowanym od bardzo wielu lat.

3. Odnoszę nieodparte wrażenie, że w swoich rozważaniach pomijasz dławik wyjściowy. A to on ma podstawowe znaczenie podczas pracy przetwornicy. To rampa tworzona przez niego i transformowana na stronę pierwotną ma największy wpływ na działanie przetwornicy w trybie prądowym.
To właśnie z przetransformowanym na stronę pierwotną prądem porównywane jest na komparatorze (8 na Twoim rysunku) napięcie wyjściowe ze wzmacniacza błędu i tworzony poprawny tryb PWM.
Komparator (1) wykrywa przeciążenia (na przykład podczas ładowania kondensatorów wyjściowych przy starcie) a komparator (2) jest tylko zabezpieczeniem - na przykład w razie zwarcia przed lub w dławiku wyjściowym.

Podczas normalnej pracy napięcie na rezystorze-czujniku prądu nie powinno powodować zadziałania komparatora (1) a tym bardziej (2).

-RoMan- napisał:

1. Zasymuluj sobie swoją przetwornicę na stronie: http://schmidt-walter.eit.h-da.de/smps_e/vgw_smps_e.html - push pull z odczepem jest pod względem obliczeń transformatora i dławika wyjściowego równoważna pełnemu mostkowi.

2. Twój postulat porównywania napięcia ze wzmacniacza błędu z rampą generatora jest krokiem wstecz w stronę trybu napięciowego. A juz praca bang-bang jest pomysłem kuriozalnym, nie stosowanym od bardzo wielu lat.

3. Odnoszę nieodparte wrażenie, że w swoich rozważaniach pomijasz dławik wyjściowy. A to on ma podstawowe znaczenie podczas pracy przetwornicy. To rampa tworzona przez niego i transformowana na stronę pierwotną ma największy wpływ na działanie przetwornicy w trybie prądowym.
To właśnie z przetransformowanym na stronę pierwotną prądem porównywane jest na komparatorze (8 na Twoim rysunku) napięcie wyjściowe ze wzmacniacza błędu i tworzony poprawny tryb PWM.
Komparator (1) wykrywa przeciążenia (na przykład podczas ładowania kondensatorów wyjściowych przy starcie) a komparator (2) jest tylko zabezpieczeniem - na przykład w razie zwarcia przed lub w dławiku wyjściowym.

Podczas normalnej pracy napięcie na rezystorze-czujniku prądu nie powinno powodować zadziałania komparatora (1) a tym bardziej (2).

Szacunek za wiedze. Ja z kolei jestem przerazona bo im wiecej wiem, tym wiecej widze ze tak naprawde nie wiem nic.

@1
Ta strona jeszcze wczoraj chyba nie dzialala. Interesujaca moze nawet bardziej jest ta:
http://schmidt-walter.eit.h-da.de/smps_e/vgw_hilfe_e.html

@2
Rozumiem, aczkolwiek zauwaz ze to ujemne sprzezenie zwrotne dziala tylko w jedna strone - tylko mozna wylaczac uklad.

Chodzi mi o to ze jest jaki ustalony poziom, nie ma hiccup i moc pobierana jest stala i ciagla. Powiedzmy ze ustabilizowaly sie warunki na duty cycle = 23% (jeden mosfet), i nagle odbiornik potrzebuje wiecej pradu, maleje napiecie na wyjciu, comp ma niedomiar, ok, nie mozna wyprodukowac szerszego PWM bo rampa na CS ma tylko 23%, wiec nadle nie pojawi sie cudowne rozszerzenie rampy na np 32%.

Moze sie myle, ale komparator wg mnie nie wytworzy sobie wiecej rampy.

@3
Masz racje, myslalam ze solenoid na wyjsciu jest tylko zbednym fireworkiem, ale przeciez tutaj sa duze prady i czestotliwosci, pozatym w koncu cos musi wypelnic luki i wygladzac przebiegi. Symulator pokazuje ze dla bardzo malych wartosci L troche ciezko mowic nawet o DC na wyjsciu. Chyba nie zrobie bledu jesli powiem ze za sprawa pola magnetycznego ktore wytwarza wokol siebie, solenoid po prostu nielubi zmian w obwodzie.

Powiedz mi prosze czy jak pomnoze Lout (tego solenoidu) przez 9:1 to czy ta nowa wartosc moge dodac do uzwojenia transformatora po stronie pierwotnej (powiedzmy Lprimary)?

Szacunek? Jeszcze niedawno twierdziłaś, że trzy posty załatwią wszystko...

1. Strona działa z bardzo niewielkimi przerwami. Po prostu jakiś czas temu zmieniła adres a ja nie ma uprawnień, żeby w zamkniętych tematach poprawić odnośniki.

2. Ależ współczynnik wypełnienia zmieni się - w kolejnym cyklu. Tak działają przetwornice. Stąd też w razie potrzeby szybkiej odpowiedzi impulsowej albo trzeba zwiększać pojemność na wyjściu i zmniejszać ESR kondensatorów albo rezygnować z zasilacza impulsowego. Na szczęście niewiele jest zastosowań, w których opóźnienie reakcji jest krytyczne na tyle, że odpowiednia pojemność nie jest w stanie opóźnienia zrekompensować.

3. Solenoid? A skąd ten pomysł? Zazwyczaj się stosuje dławiki na rdzeniach toroidalnych lub ksztaltkowych. Solenoid za bardzo by siał.

Dławik jest kluczowym elementem przetwornicy. Jak dobrze przeanalizujesz układ, to się przekonasz, że tak naprawdę przetwornica push-pull jest przetwornicą step-down (buck), której podstawowym elementem jest dławik i diody kluczujące. Transformator dopasowuje tylko i wyłącznie napięcie do żądanego poziomu i zapewnia izolację.
Jeśli będziesz traktować przetwornicę push-pull jako transformator, prostownik i filtr LC, to nigdy nie zrozumiesz jej działania. A tu trzeba od końca: kondensator filtrujący, dławik magazynujący energię w czasie ton i oddający ją w czasie toff, diody jako klucze (można stosować sterowane MOSFETy i wtedy masz synchroniczną przetwornicę) zamykające prąd i generator.
To, że pomiędzy generatorem a kluczami znajduje się transformator jest z punktu widzenia teorii obwodów i praktyki konstruktorskiej tylko komplikacją wprowadzającą elementy pasożytnicze i kłopoty

-RoMan- napisał:

Podczas normalnej pracy napięcie na rezystorze-czujniku prądu nie powinno powodować zadziałania komparatora (1) a tym bardziej (2).

Zauwaz prosze ze uklad Blank sterowany przez rezystor leading edge blanking, pracuje tuz przed komparatorem 1 (na obrazku).

Sformulowanie "leading edge blanking" sugeruje ze jest to uzywane doslownie co jedno zbocze, wobec tego moze jednak komparator 1, ma dzialac w normalnej pracy.

Zauwaz prosze ze sygnal z komparatorow 1 i 8 wchodzi na jedna bramke OR. Priortytet jest ten sam.

Pozdrawiam M

Układ leading edge blanking blokuje na chwilę wejście komparatora, żeby zapobiega przypadkowym wyłączeniom wyjść przez ten komparator (1). Natomiast zabezpieczenia już nie są objęte wygaszaniem.

Przypomnę, że jest to potrzebne ze względu na dość znaczne prądu przeładowywania bramek MOSFETów. Ponieważ są to stosunkowo krótkie piki - indukują one na indukcyjnościach pasożytniczych stosunkowo wysokie napięcia. Stąd konieczność odczulenia wejścia komparatora (1). Swoją drogą używanie aż trzech komparatorów związanych z pomiarem prądu jest dość rzadkie. Zazwyczaj wystarcza komparator formujący PWM - na Twoim schemacie (8).

-RoMan- napisał:

Szacunek? Jeszcze niedawno twierdziłaś, że trzy posty załatwią wszystko...

1. Strona działa z bardzo niewielkimi przerwami. Po prostu jakiś czas temu zmieniła adres a ja nie ma uprawnień, żeby w zamkniętych tematach poprawić odnośniki.

2. Ależ współczynnik wypełnienia zmieni się - w kolejnym cyklu. Tak działają przetwornice. Stąd też w razie potrzeby szybkiej odpowiedzi impulsowej albo trzeba zwiększać pojemność na wyjściu i zmniejszać ESR kondensatorów albo rezygnować z zasilacza impulsowego. Na szczęście niewiele jest zastosowań, w których opóźnienie reakcji jest krytyczne na tyle, że odpowiednia pojemność nie jest w stanie opóźnienia zrekompensować.

3. Solenoid? A skąd ten pomysł? Zazwyczaj się stosuje dławiki na rdzeniach toroidalnych lub ksztaltkowych. Solenoid za bardzo by siał.

Dławik jest kluczowym elementem przetwornicy. Jak dobrze przeanalizujesz układ, to się przekonasz, że tak naprawdę przetwornica push-pull jest przetwornicą step-down (buck), której podstawowym elementem jest dławik i diody kluczujące. Transformator dopasowuje tylko i wyłącznie napięcie do żądanego poziomu i zapewnia izolację.
Jeśli będziesz traktować przetwornicę push-pull jako transformator, prostownik i filtr LC, to nigdy nie zrozumiesz jej działania. A tu trzeba od końca: kondensator filtrujący, dławik magazynujący energię w czasie ton i oddający ją w czasie toff, diody jako klucze (można stosować sterowane MOSFETy i wtedy masz synchroniczną przetwornicę) zamykające prąd i generator.
To, że pomiędzy generatorem a kluczami znajduje się transformator jest z punktu widzenia teorii obwodów i praktyki konstruktorskiej tylko komplikacją wprowadzającą elementy pasożytnicze i kłopoty

Tylko osiol nie zmienia zdania, ja zmienilam.

@1 Aha rozumiem.

@2 Komparator 8 porownuje:
- sygnal napieciowy ze strony pierwotnej (wejscie -)
- sygnal current sensing (wejscie +)

Czyli komparator 8 da na wyjsciu 1 jezeli poziom rampy przekroczy sygnal z comp (pomijam +650mV itp itd, mowie skrotem myslowym) i 0 jesli jest na odwrot.

Przerzutnik 14 jest setowanym(ustawiany) OR`em 12, a wylaczany oscylatorem.

Czyli jesli rampa pochodzaca z CS przekroczy COMP to wlaczany aktywne wyjscie ktoregos mosfeta.

Ok, czegos tu nie rozumiem, wobec tego wypracowujemy bierzacy cykl czy kolejny?

@3
Dawno nie uzywalam polskiego, szczegolnie technicznego, wobec tego troche kuleje. Solenoid - chodzilo mi oczywiscie o dlawik.

Aaaa! Dzieki za oswiecenie. Zaraz obadam Step Down. Ja to ciagle rozpatrywalam jako transformator do wzmacniacza AB.

Bede robic prostownik zarowno na MosFetach jak i diodach Schottky i wyniki wydajnosci beda porownane i wybrane lepsze.

Ten uklad ktory mam zastosowac ma wyjscie na Mosfety w prostowniku, niestety o malej wydajnosci pradowej, wiec trzeba bedzie jeszcze cos uzyc innego.

Mam przetwornice niesynchroniczna, wobec tego nie musze wkladac transformatora miedzy driverem mosfetow i bramkami.

Dobrze, to jak mam potraktowac L dlawika wyjsciowego zeby widziec to przed transformatorem lub zlaczone z transformatorem.

Czy wystarczy ze przemnoze zawade (Z) przez przekladnie do kwadratu?

Pozdrawiam

2. Ale pomieszałaś...

Na komparatorze 8 porównywane jest wzmocnione napięcie błędu pomiędzy napięciem _wyjściowym_ (z uwzględnieniem dzielnika napięcia) a rampą.

Generator _włącza_ klucz a osiągnięcie danego prądu go wyłącza a nie na odwrót.

Jeśli już po wyłączeniu klucza nastąpi zmiana napięcia wyjściowego - dopiero w następnym cyklu zmieni się punkt wyłączenia klucza. Stąd opóźnienie.

3. Pojęcie "solenoid" jest międzynarodowe i zawsze oznacza cylindryczną cewkę.

Co do rozpatrywania jako step-down - powtórzę: zacznij od końca i traktuj transformator jako wyjście generatora. Przy prostowaniu dwupołówkowym będzie to generator napięcia oscylującego pomiędzy 0 a przetransformowanym napięciem pierwotnym z dwukrotnie większą częstotliwością niż częstotliwość pracy transformatora. Jeśli wprowadzisz te dane na stronę z obliczeniami dla step-down przekonasz się, że dla takiej samej indukcyjności uzyskasz takie same przebiegi prądu w dławiku.

-RoMan- napisał:

Układ leading edge blanking blokuje na chwilę wejście komparatora, żeby zapobiega przypadkowym wyłączeniom wyjść przez ten komparator (1). Natomiast zabezpieczenia już nie są objęte wygaszaniem.

Przypomnę, że jest to potrzebne ze względu na dość znaczne prądu przeładowywania bramek MOSFETów. Ponieważ są to stosunkowo krótkie piki - indukują one na indukcyjnościach pasożytniczych stosunkowo wysokie napięcia. Stąd konieczność odczulenia wejścia komparatora (1). Swoją drogą używanie aż trzech komparatorów związanych z pomiarem prądu jest dość rzadkie. Zazwyczaj wystarcza komparator formujący PWM - na Twoim schemacie (8).

O moj boze. Czy oscyloskop cyfrowy 100MHz wystarczy by sprawdzac przetwornice 100kHz ktora ma ten driver mosfetow i mosfety o pojemnosci wejsciowej 7700pF (wiem ze bardzo duzo) , a pomiedzy tym jest wyznaczony przeze mnie rezystor 10-16 Ohm. U sinking 0.15V, I sinking = 1.5 A, U sourcing 9V, I sourcing 1A.

Czy taki oscyloskop ma szanse wogole wylapac taki pik? To tylko 3 rzedy wielkosci. Obawiam sie ze bedzie slepy na to.

Dodano po 10 [minuty]:

-RoMan- napisał:

2. Ale pomieszałaś...

Na komparatorze 8 porównywane jest wzmocnione napięcie błędu pomiędzy napięciem _wyjściowym_ (z uwzględnieniem dzielnika napięcia) a rampą.

Generator _włącza_ klucz a osiągnięcie danego prądu go wyłącza a nie na odwrót.

Jeśli już po wyłączeniu klucza nastąpi zmiana napięcia wyjściowego - dopiero w następnym cyklu zmieni się punkt wyłączenia klucza. Stąd opóźnienie.

3. Pojęcie "solenoid" jest międzynarodowe i zawsze oznacza cylindryczną cewkę.

Co do rozpatrywania jako step-down - powtórzę: zacznij od końca i traktuj transformator jako wyjście generatora. Przy prostowaniu dwupołówkowym będzie to generator napięcia oscylującego pomiędzy 0 a przetransformowanym napięciem pierwotnym z dwukrotnie większą częstotliwością niż częstotliwość pracy transformatora. Jeśli wprowadzisz te dane na stronę z obliczeniami dla step-down przekonasz się, że dla takiej samej indukcyjności uzyskasz takie same przebiegi prądu w dławiku.

Wlasnie pisze kolejny temat ale tutaj doszlismy do tego problemu, sa tutaj 2 wejscia: comp i fb. Na aplikacjach firmowych oba wejscia sa wykozystane.
Czy wystarczy jak napiecie wyjsciowe potraktuje dzielnikiem rezystorowym i dam na wejscie FB do porownania komparatorowi z 1.2 V.
Dodam oczywiscie ze chce zostawic wejscie comp wiszace w powietrzu. Czy taki manewr ma szanse dzialac?

Generator? Masz na mysli oscylator? Faktycznie masz racje poniewaz bramki 17 to sa NORy a nie ORy, czyli na wyjsciu jest 1 (mosfet dziala, przepuszcza) gdy na wejscie NORow sa podane 3 jedynki.

Ok, potraktuje trafo jak generator i skoreluje to z cewka i trafo.

Niestety jednak nadal nie wiem jak dlawik (cewka, solenoid) w prostowniku wplywa na current sensing. I to jest najsmutniejsze.

Oscyloskop wystarczy - sam używam zaledwie 100 MSps z pasmem 25 MHz i piki widać.

COMP nie jest wejściem! To jest wyjście wzmacniacza błędu wystawione do podłączenia układu kompensacji charakterystyki czestotliwościowej wzmacniacza błędu i ewentualnego ujemnego sprzężenia zwrotnego tego wzmacniacza.

Generator == oscylator jako pojęcie ogólne. Ale masz rację - używając ich swobodnie zamiennie wprowadzam zamęt. Pozostańmy przy "oscylator".

Co do prądu płynącego przez klucze i czujnik prądu - pomnóż prąd dławika razy przekładnię transformatora - otrzymasz prąd klucza. Oczywiście do tego dochodzi prąd magnesujący transformatora ale w normalnych warunkach pracy pod obciążeniem możemy sobie go darować.
Zresztą - prądy masz na symulacji na stronie http://schmidt-walter.eit.h-da.de/smps_e/vgw_smps_e.html

Dodano po 21 [minuty]:

Jeszcze jedno: w układach impulsowych nie interesuje Cię impedancja dławika. Nie rozpatrujemy układu falowo (sinusoidalnie) ale "kwantowo" - czyli stany nieustalone (masło niemaślane). Analizujemy momenty przełączeń i chwilowe prądy w układzie. Wprowadzanie impedancji spowodowałoby straszne skomplikowanie problemu. Całość problemu dławika sprowadza się do prostego wzoru: u = L * di/dt i jego przekształceń.
Nie ma sensu transformować impedancji na stronę pierwotną, bo w układzie z odczepem ciężko jest ją poprawnie podłączyć do właściwych końcówek.

-RoMan- napisał:

Co do prądu płynącego przez klucze i czujnik prądu - pomnóż prąd dławika razy przekładnię transformatora - otrzymasz prąd klucza. Oczywiście do tego dochodzi prąd magnesujący transformatora ale w normalnych warunkach pracy pod obciążeniem możemy sobie go darować.
Zresztą - prądy masz na symulacji na stronie http://schmidt-walter.eit.h-da.de/smps_e/vgw_smps_e.html

Aha, ok, oscy powinien byc ok.

Sorry ze sie tak przyczepilam ale wole eliminowac miejsce na niejasnosci.

Moze to zabrzmi glupio ale wiele rzeczy w SMPS jest inne niz mi sie wydawalo na poczatku. Jaki prad dlawika? Maxymalny? Czy moze chodzi o wielkosc tetnien? ( w koncu to pochylnia)

Po wpisaniu parametrow z aplikacji 165W zasilacza dostaje prad Il = 50A. Jakos mnie to nie dziwi bo takie jest wyjscie.

50/9 = 5.555 A
i tyle? takie proste?
Tyle pradu przejdzie przez Rcs (current sensing) o wielkosci 0.03 Ohm?

Jeszcze jedno pytanie, jakiego napiecia mozna sie spodziewac na wyjsciu comp?

Zauwaz prosze ze w rysunku z 165 W zasilaczem FB jest podlaczone do masy, natomiast uklad opto jest podlaczony do wyjscia COMP, wiec to moze byc tez wejscie (tak z tego wynika)

Na current sensing interesuje Cię prąd szczytowy - spadek napięcia nie może przekroczyć 300 mV, żeby nie zadziałał komparator 1 - on jest od wykrywania przeciążeń.

Prąd szczytowy jest najwyższy przy najwyższym napięciu na wejściu. Dla podanego układu, założonej częstotliwości pracy 100 kHz prąd szczytowy po stronie pierwotnej wyniesie ok. 6.38A a szczytowy prąd dławika ok. 57.46A
57.48/6.38 = 9.006 - różnica w stosunku do przekładni wynika tylko i wyłącznie z zaokrągleń.

Jednym z kłopotów na stronie http://schmidt-walter.eit.h-da.de/smps_e/vgw_smps_e.html jest przyjęcie pewnych założeń na sztywno. Są to:
maksymalny współczynnik wypełnienia (2*)45% oraz spadek napięcia na diodach = 0.6V. Stąd niemożność symulowania pełnego zakresu napięć wejściowych układu z podanego PDFa - w tamtym układzie nie ma diod z dużym spadkiem napięcia oraz max współczynnik wypełnienia jest bliższy (2*)50%
Ale już dla zakresu 48-72V da się poprawnie symulować z przekładnią 9 i podaną indukcyjnością.

Przy liczeniu rzeczywistego układu z użyciem tego kontrolera należy pamiętać o tym, że roboczy zakres prądów jest mniejszy od prądu przy starcie.

Na rezystancji 0R03 przy prądzie szczytowym 6.38A powstanie spadek napięcia 191.4 mV. Jednak przy starcie jedynym ograniczeniem jest 300 mV komparatora 1 i prąd po stronie pierwotnej sięgnie 10A (trzeba o tym pamiętać przy doborze tranzystorów) natomiast po stronie wtórnej będzie (dla podanej aplikacji) 9-krotnie wyższy, czyli osiągnie 90A. Dławik nie może się nasycać i dlatego należy go dobierać pod najgorszy warunek.

Co do wykorzystania COMP jako wejścia - tak, jeśli aplikacja konkretnego kontrolera na to pozwala i wzmacniacz błędu ma wyjście o dużej impedancji, to przy stosowaniu transoptora wręcz wygodniej jest pominąć wzmacniacz błędu z jego przesunięciami fazowymi i opóźnieniami i dorwać się bezpośrednio na wejście komparatora PWM. Wzmacniacz błędu jest po stronie wtórnej.