Witam serdecznie.
Przedstawiam mój ostatni projekt wzmacniacza hybrydowego ze stopniem lampowym na triodzie (nuwistor radzieckiej produkcji 6S51N-V) ze stopniem wyjściowym klasy D zbudowanym na układzie TPA3126 (ulepszona, nowsza wersja TPA3116) lub TPA3156 bardziej odpowiednim dla obciążenia 4-omowego za cenę nieznacznego pogorszenia THD. Stopień mocy został uzupełniony o dodatkową pętlę obejmującą wyjściowe filtry rekonstrukcyjne nazywaną post-filter feedback. Opis będzie obejmował opis założeń, warunków pomiarowych, wyniki symulacji SPICE oraz wyniki pomiarów zbudowanego wzmacniacza. Na zakończenie przedstawię propozycje minimalnych modyfikacji elementów pętli post-filter feedback wraz przedstawieniem pola tolerancji przebiegu charakterystyk częstotliwościowych dla obciążenia bliższego realnemu a nie obciążenia czysto rezystancyjnego. Przedstawię jeszcze schemat, projekt PCB oraz dodam jeszcze dopasowany przeze mnie model SPICE użytej lampy.
Jako, że to będzie dłuższy artykuł to poproszę wszystkich o czasowe wstrzymanie z komentowaniem w tym wątku bowiem dla lepszej czytelności podzielę go na kilka części. W ostatniej jaką zamieszczę podam informację że to koniec tego artykułu. Bardzo proszę o dostosowanie się do tej prośby bowiem wtrącenie przedwczesne postu uczyni całość mniej czytelną a dodana odpowiedź jako nie odnoszącą się do całości moim zdaniem tylko pisząc kolokwialnie "namieszać". Poczekajcie do ostatniej części. Wtedy będziecie mogli komentować pogratulować albo wylać kubeł pomyj na moją głowę.
Wprowadzenie.
Zacznę najpierw o tej pętli post-filter feedback (w dalszej części używać będę skrótu PFF). Otóż znaczącym źródłem zniekształceń nieliniowych w klasie D są cewki wyjściowych filtrów rekonstrukcyjnych a dokładnie ich rdzenie. Pętla histerezy, straty wynikające z prądów wirowych, nieliniowości magnesowania rdzenia oraz zależność przenikalności magnetycznej od natężenia prądu to są przyczyny dodatkowych zniekształceń. Wybór lepszych jakościowo cewek (większych gabarytowo, droższych) jest na pewno jednym ze sposobów poprawy osiągów ale dodatkową metodą jest dołożenie dodatkowej pętli ujemnego sprzężenia zwrotnego obejmujące te filtry rekonstrukcyjne. W moim artykule jest wskazanie na układy firmy Texas Instruments. Znana jest seria o wyższej mocy i oferująca niższe wartości THD jak TPA32443245/3250/3251/3255 dla której producent opisał przykładową implementację takiej pętli.
Drugim ważnym aspektem jest wybór częstotliwości kluczowania. Im jest ona wyższa tym mniejszy jest wzrost THD ze wzrostem częstotliwości. Nie zgadzam się z nachalnie głoszonym poglądem, że wystarcza 400kHz. O ile ta mocniejsza seria układów firmy TI w zasadzie ogranicza wybór taktu do przedziału 450 - 600kHz to układy TPA3126/3156 oraz TPA3128 jak ich poprzednicy czyli TPA3116/3118/3130 pozwalają na użycie taktowania 1200kHz. Taką wartość wybrałem jako założenie projektowe. By nie być gołosłownym zamieszczam dane z karty katalogowej układu TPA6304 (również Texas Instruments) dla taktowania 384kHz i 2100kHz jako dowód mojej tezy. Ja nie projektowałem urządzenia zasilanego bateryjnie, pogorszenie efektywności energetycznej nie ma nawet najniższego priorytetu.
TPA6304, 384kHz:
TPA6304, 2100kHz:
Dodam jeszcze podobny wykres dla TPA3126 taktowanego 400kHz:
Te powyższe wykresy udowadniają, że warto zastosować wyższą częstotliwość kluczowania. Wykresy dla TPA6304 taktowanego 384kHz oraz wykres dla TPA3126 są bardzo podobne do siebie w przebiegu zależności THD w funkcji częstotliwości.
Obok częstotliwości kluczowania ważnym dla wartości THD jest wybór schematu modulacji PWM. Odrzucamy modulacje hybrydowe czy 1SPW w starszej serii jak TPA3116/3118/3130 bowiem one są owszem korzystne dla zasilania bateryjnego ale za cenę wyższych zniekształceń. Wybrać należy modulację BD (tak właśnie postąpiłem). Tu dodam małą uwagę, że wejście MODSEL (pin 1) służące do wyboru schematu modulacji "działa" odwrotnie w porównaniu do starszych TPA3116/3118/3130.
Kolejna istotna uwaga to fakt, że w przeciwieństwie do tej mocniejszej serii układów jak TPA324x/325x te cztery tory (pogrupowane w dwa zbalansowane kanały stereo LINP+LINN oraz RINP+RINN) nie odwracają fazy wzmacnianego sygnału audio w tych układach o mniejszej mocy wyjściowej. Wynika z tego, że dla układów TPA31xx sieci pętli PFF muszą być "zapięte krzyżowo" czyli LOUTN -> LINP, LOUTP -> LINN oraz ROUTN -> RINP, ROUTP -> RINN (a nie LOUTN -> LINN, LOUTP -> LINP oraz ROUTN -> RINN, ROUTP -> RINP).
Wielkim ułatwieniem jest fakt, że Texas Instruments udostępnia modele SPICE dla układu TPA3126 pozwalające na pełną analizę "małosygnałową" (częstotliwościową) oraz na przybliżoną (dość dobrze przybliżoną) analizę transient. Model jest niestety szyfrowany, deklarowana zgodność z PSPICE ale TI preferuje program TINA. Dlaczego to jest ułatwienie? Otóż próbując stosować układy zastępcze układu scalonego to musimy uwzględnić fakt, że on ma ograniczone pasmo. Uproszczony schemat blokowy układu scalonego sugeruje, że wbudowane są przynajmniej dwa bloki dolnoprzepustowe (przynajmniej pierwszego rzędu). Dodatkowym ograniczeniem pasma jest fakt przetwarzania sygnału analogowego na przebieg PWM a co jest podobne do tego co robi DAC czyli można zastosować w tym miejscu twierdzenie Nyquista. (Jak już jesteśmy przy tym modelu SPICE to dodam że ten model reaguje na wybór w symulacji częstotliwości kluczowania). Dostępność tego modelu ułatwia optymalizowanie pętli PFF bowiem nie musimy zakładać coś co musimy zweryfikować w realnym układzie aby móc w serii takich prób dotrzeć do zadowalających nas wyników projektowych.
Kolejna kwestia to fakt, że jak implementujemy pętlę PFF musimy układ TPA "napędzić" sygnałem symetrycznym (zbalansowanym) a na dodatek ze źródła o możliwie jak najniższej rezystancji (impedancji) wyjściowej (aby zachować jak najlepszą symetrię w stopniu mocy gdy dążymy do minimalizacji zniekształceń) a to oznacza, że potrzebny jest odwracacz fazy aby z sygnału asymetrycznego (np. wejście RCA CINCH) uzyskać sygnał symetryczny. Do tego celu wybrałem układy OPA862 firmy Texas Instruments. Nic nie stoi na przeszkodzie aby użyć do tego celu wzmacniaczy operacyjnych jak OPA1612, OPA1652, OPA2134 czy nawet starszego NE5532. Dodatkowo koniecznym jest dodanie prostego filtru dolnoprzepustowego pierwszego rzędu by wyrównać wypadkową charakterystykę częstotliwościową. Ja to zrobiłem w tym wstępnym stopniu lampowym (pomijając stopień lampowy zatówno na etapie symulacji jak i pomiarów dodałem prosty filtr dolnoprzepustowy RC).
Fakt, że układy TPA3126/3128/3156/3116/3118/3130 oferują dobór wzmocnienia z typoszeregu 20dB, 26dB, 32dB i 36dB pozwolił mi na przyjęcie pętli PFF o głębokości około 14dB przy ustawieniu wzmocnienia układu scalonego na 26dB. Wypadkowe wzmocnienie stopnia mocy wyniesie więc 12dB. Odwracacz fazy doda swoje 6dB.
Wstawienie do toru sygnałowego stopnia lampowego jest tylko moim kaprysem i nie ma sensu tego oceniać (co najwyżej wybór typu lampy). Uprzedzę tylko potencjalnie możliwe zarzuty "a czemu nie odwracacz fazy na lampach". Niestety w przypadku lamp trudno uzyskać bardzo niskie rezystancje (impedancje) wyjściowe bez komplikacji układu oraz stosowania wysokiego napięcia zasilania czy też kilku napięć zasilających tor lampowy. Prosty stopień RC na jednej lampie doda nam "lampowego brzmienia" zaś jego prostota oraz niski koszt to moim zdaniem przeważa większe "ulampowienie".
Nuwistor co prawda nie pozwala jak w przypadku "tradycyjnych" lamp cieszyć oczy blaskiem żarzenia ale ten wykonany wzmacniacz przewiduję dla codziennego słuchania muzyki (jednak w ciemności i tak widać prześwitujące światło żarzenia przez ceramiczny krążek na spodzie lamp). Dla nacieszenia oczu to wykonam wariant ze "szklanymi" lampami i dodam oczko magiczne jako bardziej atraktor wizualny niż VU-meter (jedno więc wystarczy).
Jako, że interesującą może być sama tylko pętla PFF dla układów TPA3126/3128.3156 a nawet TPA3116/3118/3130 to zarówno wyniki symulacji jak i wyniki pomiarów wykonałem dla układu wzmacniacza z pominięciem stopnia lampowego oraz dla całego wzmacniacza ze wstępnym lampowym stopniem.
W założeniach mojej konstrukcji przyjąłem zasilanie z zewnętrznego impulsowego, budżetowego zasilacza impulsowego. Tak, jestem w tym przypadku wrogiem tradycyjnych zasilaczy transformatorowych, Dla klasy D (choć nie tylko dla niej) najlepiej by zasilacz był maksymalnie sztywny a transformator plus prostownik plus kondensator o dużej pojemności takim nie będzie. Jeszcze jedno, w sieci elektroenergetycznej może być w pełni "legalnie" dowolne napięcie z przedziału 207 - 253V zaś szaleństwo fotowoltaiczne powala zobaczyć napięcie w gniazdku elektrycznym powyżej 260V (!) zaś z drugiej strony zimą tuż przed wigilią to nawet bywa poniżej 190V, Ta budżetowa przetwornica (Mean-Well RS-100-24, jej moc 100W wystarcza bowiem moje kolumny mają impedancję 8Ω) gwarantuje utrzymanie nastawionego napięcia 24V dla napięcia sieci elektroenergetycznej w zakresie 88V - 264V. Nie ma żadnych negatywnych skutków zastosowana zasilacza impulsowego. Niepotrzebne są żadne cudowne kondycjonery, DC-blockery, które oprócz jedynie wyciągania kasy jedynie ujawniają źle zaprojektowane bloki zasilania w urządzeniach audio, często wysoce kosztownych.
Załączam zasilanie po stronie 24V DC. I tu kolejna istotna uwaga. Kondensatory odsprzęgające zasilania układu TPA3126 to (oprócz tych MLCC) jest to łącznie 6 kondensatorów 680uF aluminiowych polimerowo-organicznych każdy o ESR około 13 miliomów. Żaden wyłącznik w potencjometrze, żaden standardowy przekaźnik przemysłowy 16A w tym także ten określany jako high-inrush nie da rady z udarowym prądem lądowania tychże kondensatorów. Zastosowałem więc przekaźnik ze stykami pre-make tungsten 16A. Wytrzymuje on udar prądowy 800A trwający 200 mikrosekund. Nie jest ani kosztowny ani (jeszcze) trudno dostępny. To że nie rozłączam zasilania po stronie 230V AC nie uważam za wadę, zasilacz impulsowy ma wysoką sprawność. Dodatkową zaletą zewnętrznego zasilacza jest to, że jak wsadzimy wzmacniacz do obudowy, która ma cechy ekranowania to unikamy wprowadzania do wnętrza obudowy całego śmietnika jakie mamy w sieci elektroenergetycznej. Oczywiście mamy przeciek tych zakłóceń przez nieuniknione pasożytnicze pojemności występujące w każdym zasilaczu z separacją galwaniczną czy to impulsowym czy tradycyjnym.
Tyle tytułem wstępu. Jeszcze tylko wstawiam zdjęcia zmontowanego wzmacniacza, co prawda testowego bo mającego sprawdzić symulacje ale zaprojektowanego tak by był dla mnie funkcjonalnym wzmacniaczem. Dwa przełączane wejścia RCA CINCH akurat dla mnie wystarczają. Te rozłączalne zaciski śrubowe dla podłączenia głośników wynikają z tego, że brak jest na rynku sensownych gniazd głośnikowych do zamontowania na PCB (PCB bez dodatkowych płytek pośrednich), Przyłącze zasilania do wyboru albo zaciski śrubowe albo złącze DC o znamionowym prądzie maksymalnym 21A.
System pomiarowy.
Dla pomiarów wykorzystałem QA-403 firmy QuantAsylum. Analizy FFT, THD, multitone wykonałem z użyciem funkcji okna Hann'a, z rozmiarem FFT równym 512kB i ośmiokrotnym uśrednianiem. Parametry testów multitone to 5 częstotliwości na oktawę (razem 51 częstotliwości), całkowity poziom RMS to -25dB względem umownego poziomu wysterowania oraz roll-off równy 0dB na oktawę. Obciążenie podczas pomiarów to blok 4 rezystorów cermetowych 33Ω 20W plus filtr CLC. Schemat i wygląd tego obciążenia - filtru poniżej:
Tu kilka słów uwagi. To obciążenie z filtrem nie jest ekranowane, cewki to dławiki pionowe, czyli na rdzeniu nie oferującym ekranowanie i minimalizację rozproszenia pola magnetycznego. Rezystory cermetowe nie są rezystorami bezindukcyjnymi. Proszę zważyć na te fakty. Ponadto instalacja elektroenergetyczna w mieszkaniu oraz budynku (blok z połowy lat 70-tych) nie posiada przewodu PE. Nie mam możliwości wykonania uziemienia.
Widmo FFT dla wzmacniacza bez załączonego zasilania (ale z podłączonym zasilaczem impulsowym, czyli jest przesłuch z sieci elektroenergetycznej oraz wpływ zakłóceń wszechobecnych pól elektromagnetycznych):
Widmo FFT dla pracującego zasilacza ze zwartym wejściem odwracacza fazy (OPA862):
TPA3126 z OPA862 (z pominięciem stopnia lampowego). Schemat i symulacje.
Uproszczony schemat ideowy:
Charakterystyka częstotliwościowa:
Odpowiedź na sygnał prostokątny.
THD dla mocy wyjściowej 1W @ 8Ω i 1kHz:
THD dla mocy wyjściowej 1W @ 8Ω i 8kHz:
THD dla poziomu wysterowania -3dB @ 8Ω i 1kHz:
THD dla poziomu wysterowania -3dB @ 8Ω i 1kHz:
Pomiary dla TPA3126 i OPA862 (z pominięciem stopnia lampowego).
Oscylogram zdjęty z zacisków wyjściowych dla obciążenia 8Ω (bez filtru dolnoprzepustowego wymaganego dla pomiarów z użyciem QA-403):
Oscylogram zdjęty z zacisków wyjściowych dla obciążenia 2,2kΩ, czyli rezystora na PCB i bez podłączonego obciążenia do zacisków wyjściowych (bez filtru dolnoprzepustowego wymaganego dla pomiarów z użyciem QA-403):
Widmo FFT dla mocy wyjściowej 1W @ 8Ω
Uwzględniając harmoniczne od 2 do 10 wartość THD wynosi 0.0036%. Karta katalogowa układu TPA3126 podaje wartość THD równą 0.02%. Jest to nieco więcej niż 5-krotnie mniej czyli jest korelacja z głębokością pętli PFF. Przy mocy wyjściowej 1W w zasadzie można pominą fakt zastosowania dobrej jakości cewek w filtrze rekonstrukcyjnym
Widmo FFT dla wysterowania -3dB @ 8Ω
W tym przypadku wartość THD wynosi 0.028%.
Pasmo przenoszenia:
Na etapie projektowania założyłem, że przy spadku wzmocnienia 0.5dB muszę mieć pasmo przenoszenia nie gorsze niż 10Hz - 20kHz.
Test multitone dla umownego poziomu mocy wyjściowej 1W @ 8Ω:
Test multitone dla wysterowania -16dB @ 8Ω:
Test multitone dla wysterowania -3dB @ 8Ω:
THD z podziałem na harmoniczne:
Pełny wzmacniacz (lampa + OPA862 + TPA3126). Schemat i symulacje.
Uproszczony schemat ideowy:
Pasmo przenoszenia:
Odpowiedź na przebieg prostokątny:
THD dla mocy wyjściowej 1W oraz dla poziomu wysterowania -3dB:
[size=18]Pełny wzmacniacz (lampa + OPA862 + TPA3126). Pomiary.[/size]
Widmo FFT dla mocy wyjściowej 1W @ 8 i 1kHz:
Widmo FFT dla poziomu wysterowania -3dB @ 8 i 1kHz:
Wyliczona wartość SNR to 95.2dB a z użyciem filtru ważonego A to 105.3dB. Zważywszy na obecność lampy na samym wejściu oraz braku ekranowania oraz nieekranowanemu obciążeniu z filtrem tłumiącym resztki częstotliwości kluczowania uważam to za bardzo dobry rezultat.
Pasmo przenoszenia:
Test multitone dla umownego poziomu mocy wyjściowej 1W @ 8Ω:
Test multitone dla umownego poziomu wysterowania -16dB @ 8Ω:
Test multitone dla umownego poziomu wysterowania -3dB @ 8Ω:
THD z podziałem na harmoniczne:
Proponowana modyfikacja wartości elementów pętli PFF.
Wyniki symulacji i pomiarów dla wzmacniacza bez wstępnego stopnia lampowego sugerują możliwość nieznacznego zwiększenia stałej czasowej filtru dolnoprzepustowego. W przypadku całego wzmacniacza wskazanym byłoby zmniejszenie pojemności kondensatora pomiędzy anodą lampy a masą. Można dopuścić nieznaczne podbicie charakterystyki (w dalszej części artykułu będzie pokazane dlaczego) dlatego sugeruję użycie tu nawet pojemności 390pF (dla 470pF korekta byłaby moim zdaniem zbyt mała).
Wszystkie pomiary i symulacje zakładały obciążenie rezystancyjne. Pojedynczy głośnik jest dwójnikiem RL. Zwrotnice kolumn głośnikowych to znacznie złożone sieci elementów RLC.
Przedstawiam wyniki pomiaru niewielkiego głośnika o mocy 5W (stosowanego dawniej w telewizorach kineskopowych) miernikiem impedancji potocznie acz nieprecyzyjnie określanym jako mostek RLC a opartego na chipsecie Cyrustek ES168/ES169, wartości L i R dla szeregowego modelu dwójnika RL:
100 Hz: 510μH, 7.84Ω
400 Hz: 211μH, 7.91Ω
1 kHz: 75.3μH, 8.36Ω
4 kHz: 123μH, 8.28Ω
10 kHz: 106.2μH, 9.66Ω
40 kHz: 71.4μH, 16.0Ω
100 kHz: 52.7μH, 25.9Ω
Pomierzyłem takim miernikiem kolumnę głośnikową trójdrożną (Altus 110) z przewodem o długości około 3m a wyniki wyglądają następująco:
100Hz: Z= 12.9Ω, Rs=10.7Ω, Cs=217nF, Ls=-11.6mH, Rp=15.7Ω, Cp=69.6μF, Lp=-36.4mH
1kHz: Z= 21.8Ω, Rs=21.3Ω, Cs=-35.2μF, Ls=719uH, Rp=22.3Ω, Cp=-1.51μF, Lp=16.7mH
10kHz: Z= 14.2Ω, Rs=14.2Ω, Cs=87.5μF, Ls=-2,90μH, Rp=14.2Ω, Cp=14.4nF, Lp=-17.6mH
50kHz: Z= 18.5Ω, Rs=15.7Ω, Cs=-326nF, Ls=31.1μH, Rp=21.7Ω, Cp=-91.2nF, Lp=111μH
100kHz: Z= 25.5Ω, Rs=18.5Ω, Cs=-90.4nF, Ls=28μH, Rp=35.2Ω, Cp=43.1nF, Lp=58.8μH
Ponieważ nie da się praktycznie określić układu standardowej zwrotnicy zważywszy na ogromną mnogość konstrukcji jakie są produkowane obecnie i dawniej to zdecydowałem się na kompromisowe przeanalizowanie w SPICE dla obciążenia, które jest dwójnikiem RL. Zanim przedstawię skorygowane wartości pętli PFF oraz skorygowany stopień lampowy (dodatkowo inny punkt pracy lampy aby zmniejszyć poziom trzeciej harmonicznej względem poziomu drugiej harmonicznej) to podam że najgorszym pd kątem obniżenia górnej częstotliwości granicznej jest niewielka rezystancja i indukcyjność około 30μH.
Uproszczony schemat wzmacniacza pod optymalizację pętli PFF (oraz stałej czasowej filtr dolnoporzepustowego w stopniu lampowym):
Pole tolerancji przebiegu charakterystyk częstotliwościowych dla obciążenia dwójnikiem RL, zakresy R = 3.9Ω - 68Ω, L = 1nH, 1μH - 6.8mH:
Głebokość pętli PFF nie ulega zmianie wynosi nadal 14dB czyli 5-krotna.
Realizacja wzmacniacza.
Na koniec przedstawiam konstrukcję wykonanego wzmacniacza. Projekt PCB minimalnie (tylko nieznacznie poprzesuwane ścieżki oraz korekta średnic otworów pod kołki lutownicze) skorygowany względem zbudowanego prototypu.
Schemat ideowy.
W stosunku do uproszczonego schematu mamy dodatkowo:
- Przełączane wejścia wzmacniacza przekaźnikiem małosygnałowym RL1 (Omron G6K-2Y-F).
- Układ MUTE sterowany sygnałem _FAULTZ poprzez prosty inwerter logiczny wykonany na trazystorze T1.
- Układ wymuszenia wyciszenia stopnia mocy przez około 40 sekund od załączenia zasilania którego głównymi elementami są przekaźnik RL2 (Omron G6K-2Y-F) oraz tranzystor T2. Styk przekaźnika wymusza aktywację sygnału MUTE poprzez zwieranie do masy bazy tranzystora T1.
- Przetwornica step-up na układzie scalonym U3 (LM2585S-ADJ) dostarczająca napięcia 54V dla zasilania stopni lampowych. Wyjście tej przetwornicy jest dodatkowo dociążone rezystorem R32 w celu uniknięcie niestabilności pętli regulacji wzmocnienia tej przetwornicy. Napięcie 54V jest dodatkowo filtrowane przez L5+C34.
- Przetwornica step-down na układzie scalonym U4 (LM2595SX-ADJ) dostarczająca przede wszystkim napięcia 12.6V dla żarzenie lamp. Napięcie wyjściowe jest dodatkowo filtrowane przez L7+C38.
- Stabilizator liniowy o wysokim tłumieniu tętnień w szerokim zakresie częstotliwości U5 (LM2937-10) którego zadaniem jest dostarczenie napięcia 10V dla zasilania odwracaczy fazy zbudowanych na układach U2L i U2R (OPA862). Niezbędne napięcie biasu 5V uzyskiwane dzielnikiem rezystorowym R9+R10. Na wyjściu tego stabilizatora umieszczono cewkę L1, która wraz z kondensatorem C8 tworzy filtr napięcia zasilania 10V.
- Wejście układów U2L i U2R (OPA862) zabezpieczone podwójnymi diodami Schottky'ego D1L i D1R (BAT74) przed przepięciami powstającymi po załączeniu zasilania i gdy pojawi się emisja katody lampa (przepięcie dodatnie) oraz podczas zaniku napięcia zasilania (przepięcie ujemne). Energia dodatniego przepięcia "omija" stabilizator U5 dzięki diodzie Schottky'ego D4 (LL101C).
Projekt PCB (bez wypełnionych polygonów):
Reender PCB (wraz z polygonami), strony kolejno top i bottom:
Widocznym jest podział na dwie masy pierwsza to "analogowa" czyli dla samego wzmacniacza a druga to "przetwornicowa" dla stabilizatorów impulsowych dostarczających 12.6V oraz 54V. Niezależnie od tych dwóch polygonów masy wymusiłem topologię gwiazdy dla masy sygnałów od strony wejść układu TPA3126 z rozdziałem na: gniazda wejściowe, stopnie lampowe lewego i drugiego kanału, odwracacz fazy lewego i prawego kanału oraz elementy pętli PFF lewego i prawego kanału. W przypadku masy "przetwornicowej" również zastosowałem topologię gwiazdy dla "ścieżek prądowych" każdej przetwornicy z osobna.
Dopełnieniem będzie informacja o zastosowanych elementach.
C1L, C1R, C4L, C4R: MKS2, 63V, 5%
C2L, C2R: MLCC C0G 100V, 5%
C3L, C3R, C33, C34: Alumininium polymer organic, 63V, 20%
C5L, C5R: MLCC U2J, 16V, 10%
C6, C8, C26L, C26R, C27L, C27R, C28L, C28R, C29, C30, C41: Alumininium polymer organic, 35V, 20%
C7L, C7R: MLCC U2J, 25V, 10%
C9L, C9R, C10L, C10R: MKS2, 50V, 5%
C11L, C11R, C12L, C12R, C13L, C13R, C14L, C14R, C19L, C19R, C20L, C20R: MLCC C0G, 100V, 5%
C15L, C15R, C16L, C16R, C17L, C17R, C18L, C18R: MKP2, 100V, 5%
C21L, C21R, C22L, C22R: MLCC U2J, 25V, 10%
C23: MLCC X7R, 35V, 10%
C24L, C24R: MLCC C0G, 50V, 10%
C25L, C25R: MLCC X7R, 50V, 10%
C26L, C26R, C27L, C27R, C28L, C28R:
C31, C35: MLCC, X7R, 50V, 10%
C32, C36: MLCC, C0G, 50V, 10%
C37, C38: Alumininium polymer organic, 16V, 20%
C39: MLCC, U2J, 25V, 10%
C40: Tantal, 25V, 20%
R1L-R8L, R1R-R8R, R9, R10, R11L-R16L, R20-R21L, R11R-R16R, R20R-R21R: MELF0204
R17L-R19L, R17R-R19R: MELF0204
R22, R23, R27: Thick film, 5%
R24-R26, R28, R37-R39: Thick film, 10%
R30, R31, R33, R34: Thick film, 1%
R32: Thick film 1812, 5%.
L1, L3-L5: Coilcraft MSS7348
L2L, L2R: Coilcraft UA8013-AL
L6: Coilcraft MSS1278
L7: Coilcraft MSS1210
J1, J2: 0R0 0805
J3: 0R0 1206
CN1, CN2: Switchcraft PJRAS1X2S02AUX
CN3L, CN3R: Degson 2EDGRC-7.5-02P-14 + Degson 2EDGK_DG128
CN4: Swichcraft RAPC10
CN5: Degson DG129-7.5-02P-14
H1: Advanced Thermal Solutions ATS-TI1OP-521-C1-R1
F1: Fuse 2410 with holder 0154008.
RT1: Bourns 3314G-1-201
PT1: Bourns PDB182-K415K-103A1
RL1, RL2: Omron G6K-2Y-F-DC24
RL3: TE Connectivity / Schrack RTS3T024
SW1, SW2: C&K 7101MD9AV2
Na sam koniec podaję wyznaczony przeze mnie model SPICE lampy 6S51N-V na podstawie charakterystyk pozyskanych dzięki posiadanemu μTracer 6.1
Zaś poniżej widać jak powyższy model pasuje do charakterystyk jednego z egzemplarzy lampy typu 6S51N-V:
To już koniec artykułu. Teraz czekam na komentarze.
Przedstawiam mój ostatni projekt wzmacniacza hybrydowego ze stopniem lampowym na triodzie (nuwistor radzieckiej produkcji 6S51N-V) ze stopniem wyjściowym klasy D zbudowanym na układzie TPA3126 (ulepszona, nowsza wersja TPA3116) lub TPA3156 bardziej odpowiednim dla obciążenia 4-omowego za cenę nieznacznego pogorszenia THD. Stopień mocy został uzupełniony o dodatkową pętlę obejmującą wyjściowe filtry rekonstrukcyjne nazywaną post-filter feedback. Opis będzie obejmował opis założeń, warunków pomiarowych, wyniki symulacji SPICE oraz wyniki pomiarów zbudowanego wzmacniacza. Na zakończenie przedstawię propozycje minimalnych modyfikacji elementów pętli post-filter feedback wraz przedstawieniem pola tolerancji przebiegu charakterystyk częstotliwościowych dla obciążenia bliższego realnemu a nie obciążenia czysto rezystancyjnego. Przedstawię jeszcze schemat, projekt PCB oraz dodam jeszcze dopasowany przeze mnie model SPICE użytej lampy.
Jako, że to będzie dłuższy artykuł to poproszę wszystkich o czasowe wstrzymanie z komentowaniem w tym wątku bowiem dla lepszej czytelności podzielę go na kilka części. W ostatniej jaką zamieszczę podam informację że to koniec tego artykułu. Bardzo proszę o dostosowanie się do tej prośby bowiem wtrącenie przedwczesne postu uczyni całość mniej czytelną a dodana odpowiedź jako nie odnoszącą się do całości moim zdaniem tylko pisząc kolokwialnie "namieszać". Poczekajcie do ostatniej części. Wtedy będziecie mogli komentować pogratulować albo wylać kubeł pomyj na moją głowę.
Wprowadzenie.
Zacznę najpierw o tej pętli post-filter feedback (w dalszej części używać będę skrótu PFF). Otóż znaczącym źródłem zniekształceń nieliniowych w klasie D są cewki wyjściowych filtrów rekonstrukcyjnych a dokładnie ich rdzenie. Pętla histerezy, straty wynikające z prądów wirowych, nieliniowości magnesowania rdzenia oraz zależność przenikalności magnetycznej od natężenia prądu to są przyczyny dodatkowych zniekształceń. Wybór lepszych jakościowo cewek (większych gabarytowo, droższych) jest na pewno jednym ze sposobów poprawy osiągów ale dodatkową metodą jest dołożenie dodatkowej pętli ujemnego sprzężenia zwrotnego obejmujące te filtry rekonstrukcyjne. W moim artykule jest wskazanie na układy firmy Texas Instruments. Znana jest seria o wyższej mocy i oferująca niższe wartości THD jak TPA32443245/3250/3251/3255 dla której producent opisał przykładową implementację takiej pętli.
Drugim ważnym aspektem jest wybór częstotliwości kluczowania. Im jest ona wyższa tym mniejszy jest wzrost THD ze wzrostem częstotliwości. Nie zgadzam się z nachalnie głoszonym poglądem, że wystarcza 400kHz. O ile ta mocniejsza seria układów firmy TI w zasadzie ogranicza wybór taktu do przedziału 450 - 600kHz to układy TPA3126/3156 oraz TPA3128 jak ich poprzednicy czyli TPA3116/3118/3130 pozwalają na użycie taktowania 1200kHz. Taką wartość wybrałem jako założenie projektowe. By nie być gołosłownym zamieszczam dane z karty katalogowej układu TPA6304 (również Texas Instruments) dla taktowania 384kHz i 2100kHz jako dowód mojej tezy. Ja nie projektowałem urządzenia zasilanego bateryjnie, pogorszenie efektywności energetycznej nie ma nawet najniższego priorytetu.
TPA6304, 384kHz:
TPA6304, 2100kHz:
Dodam jeszcze podobny wykres dla TPA3126 taktowanego 400kHz:
Te powyższe wykresy udowadniają, że warto zastosować wyższą częstotliwość kluczowania. Wykresy dla TPA6304 taktowanego 384kHz oraz wykres dla TPA3126 są bardzo podobne do siebie w przebiegu zależności THD w funkcji częstotliwości.
Obok częstotliwości kluczowania ważnym dla wartości THD jest wybór schematu modulacji PWM. Odrzucamy modulacje hybrydowe czy 1SPW w starszej serii jak TPA3116/3118/3130 bowiem one są owszem korzystne dla zasilania bateryjnego ale za cenę wyższych zniekształceń. Wybrać należy modulację BD (tak właśnie postąpiłem). Tu dodam małą uwagę, że wejście MODSEL (pin 1) służące do wyboru schematu modulacji "działa" odwrotnie w porównaniu do starszych TPA3116/3118/3130.
Kolejna istotna uwaga to fakt, że w przeciwieństwie do tej mocniejszej serii układów jak TPA324x/325x te cztery tory (pogrupowane w dwa zbalansowane kanały stereo LINP+LINN oraz RINP+RINN) nie odwracają fazy wzmacnianego sygnału audio w tych układach o mniejszej mocy wyjściowej. Wynika z tego, że dla układów TPA31xx sieci pętli PFF muszą być "zapięte krzyżowo" czyli LOUTN -> LINP, LOUTP -> LINN oraz ROUTN -> RINP, ROUTP -> RINN (a nie LOUTN -> LINN, LOUTP -> LINP oraz ROUTN -> RINN, ROUTP -> RINP).
Wielkim ułatwieniem jest fakt, że Texas Instruments udostępnia modele SPICE dla układu TPA3126 pozwalające na pełną analizę "małosygnałową" (częstotliwościową) oraz na przybliżoną (dość dobrze przybliżoną) analizę transient. Model jest niestety szyfrowany, deklarowana zgodność z PSPICE ale TI preferuje program TINA. Dlaczego to jest ułatwienie? Otóż próbując stosować układy zastępcze układu scalonego to musimy uwzględnić fakt, że on ma ograniczone pasmo. Uproszczony schemat blokowy układu scalonego sugeruje, że wbudowane są przynajmniej dwa bloki dolnoprzepustowe (przynajmniej pierwszego rzędu). Dodatkowym ograniczeniem pasma jest fakt przetwarzania sygnału analogowego na przebieg PWM a co jest podobne do tego co robi DAC czyli można zastosować w tym miejscu twierdzenie Nyquista. (Jak już jesteśmy przy tym modelu SPICE to dodam że ten model reaguje na wybór w symulacji częstotliwości kluczowania). Dostępność tego modelu ułatwia optymalizowanie pętli PFF bowiem nie musimy zakładać coś co musimy zweryfikować w realnym układzie aby móc w serii takich prób dotrzeć do zadowalających nas wyników projektowych.
Kolejna kwestia to fakt, że jak implementujemy pętlę PFF musimy układ TPA "napędzić" sygnałem symetrycznym (zbalansowanym) a na dodatek ze źródła o możliwie jak najniższej rezystancji (impedancji) wyjściowej (aby zachować jak najlepszą symetrię w stopniu mocy gdy dążymy do minimalizacji zniekształceń) a to oznacza, że potrzebny jest odwracacz fazy aby z sygnału asymetrycznego (np. wejście RCA CINCH) uzyskać sygnał symetryczny. Do tego celu wybrałem układy OPA862 firmy Texas Instruments. Nic nie stoi na przeszkodzie aby użyć do tego celu wzmacniaczy operacyjnych jak OPA1612, OPA1652, OPA2134 czy nawet starszego NE5532. Dodatkowo koniecznym jest dodanie prostego filtru dolnoprzepustowego pierwszego rzędu by wyrównać wypadkową charakterystykę częstotliwościową. Ja to zrobiłem w tym wstępnym stopniu lampowym (pomijając stopień lampowy zatówno na etapie symulacji jak i pomiarów dodałem prosty filtr dolnoprzepustowy RC).
Fakt, że układy TPA3126/3128/3156/3116/3118/3130 oferują dobór wzmocnienia z typoszeregu 20dB, 26dB, 32dB i 36dB pozwolił mi na przyjęcie pętli PFF o głębokości około 14dB przy ustawieniu wzmocnienia układu scalonego na 26dB. Wypadkowe wzmocnienie stopnia mocy wyniesie więc 12dB. Odwracacz fazy doda swoje 6dB.
Wstawienie do toru sygnałowego stopnia lampowego jest tylko moim kaprysem i nie ma sensu tego oceniać (co najwyżej wybór typu lampy). Uprzedzę tylko potencjalnie możliwe zarzuty "a czemu nie odwracacz fazy na lampach". Niestety w przypadku lamp trudno uzyskać bardzo niskie rezystancje (impedancje) wyjściowe bez komplikacji układu oraz stosowania wysokiego napięcia zasilania czy też kilku napięć zasilających tor lampowy. Prosty stopień RC na jednej lampie doda nam "lampowego brzmienia" zaś jego prostota oraz niski koszt to moim zdaniem przeważa większe "ulampowienie".
Nuwistor co prawda nie pozwala jak w przypadku "tradycyjnych" lamp cieszyć oczy blaskiem żarzenia ale ten wykonany wzmacniacz przewiduję dla codziennego słuchania muzyki (jednak w ciemności i tak widać prześwitujące światło żarzenia przez ceramiczny krążek na spodzie lamp). Dla nacieszenia oczu to wykonam wariant ze "szklanymi" lampami i dodam oczko magiczne jako bardziej atraktor wizualny niż VU-meter (jedno więc wystarczy).
Jako, że interesującą może być sama tylko pętla PFF dla układów TPA3126/3128.3156 a nawet TPA3116/3118/3130 to zarówno wyniki symulacji jak i wyniki pomiarów wykonałem dla układu wzmacniacza z pominięciem stopnia lampowego oraz dla całego wzmacniacza ze wstępnym lampowym stopniem.
W założeniach mojej konstrukcji przyjąłem zasilanie z zewnętrznego impulsowego, budżetowego zasilacza impulsowego. Tak, jestem w tym przypadku wrogiem tradycyjnych zasilaczy transformatorowych, Dla klasy D (choć nie tylko dla niej) najlepiej by zasilacz był maksymalnie sztywny a transformator plus prostownik plus kondensator o dużej pojemności takim nie będzie. Jeszcze jedno, w sieci elektroenergetycznej może być w pełni "legalnie" dowolne napięcie z przedziału 207 - 253V zaś szaleństwo fotowoltaiczne powala zobaczyć napięcie w gniazdku elektrycznym powyżej 260V (!) zaś z drugiej strony zimą tuż przed wigilią to nawet bywa poniżej 190V, Ta budżetowa przetwornica (Mean-Well RS-100-24, jej moc 100W wystarcza bowiem moje kolumny mają impedancję 8Ω) gwarantuje utrzymanie nastawionego napięcia 24V dla napięcia sieci elektroenergetycznej w zakresie 88V - 264V. Nie ma żadnych negatywnych skutków zastosowana zasilacza impulsowego. Niepotrzebne są żadne cudowne kondycjonery, DC-blockery, które oprócz jedynie wyciągania kasy jedynie ujawniają źle zaprojektowane bloki zasilania w urządzeniach audio, często wysoce kosztownych.
Załączam zasilanie po stronie 24V DC. I tu kolejna istotna uwaga. Kondensatory odsprzęgające zasilania układu TPA3126 to (oprócz tych MLCC) jest to łącznie 6 kondensatorów 680uF aluminiowych polimerowo-organicznych każdy o ESR około 13 miliomów. Żaden wyłącznik w potencjometrze, żaden standardowy przekaźnik przemysłowy 16A w tym także ten określany jako high-inrush nie da rady z udarowym prądem lądowania tychże kondensatorów. Zastosowałem więc przekaźnik ze stykami pre-make tungsten 16A. Wytrzymuje on udar prądowy 800A trwający 200 mikrosekund. Nie jest ani kosztowny ani (jeszcze) trudno dostępny. To że nie rozłączam zasilania po stronie 230V AC nie uważam za wadę, zasilacz impulsowy ma wysoką sprawność. Dodatkową zaletą zewnętrznego zasilacza jest to, że jak wsadzimy wzmacniacz do obudowy, która ma cechy ekranowania to unikamy wprowadzania do wnętrza obudowy całego śmietnika jakie mamy w sieci elektroenergetycznej. Oczywiście mamy przeciek tych zakłóceń przez nieuniknione pasożytnicze pojemności występujące w każdym zasilaczu z separacją galwaniczną czy to impulsowym czy tradycyjnym.
Tyle tytułem wstępu. Jeszcze tylko wstawiam zdjęcia zmontowanego wzmacniacza, co prawda testowego bo mającego sprawdzić symulacje ale zaprojektowanego tak by był dla mnie funkcjonalnym wzmacniaczem. Dwa przełączane wejścia RCA CINCH akurat dla mnie wystarczają. Te rozłączalne zaciski śrubowe dla podłączenia głośników wynikają z tego, że brak jest na rynku sensownych gniazd głośnikowych do zamontowania na PCB (PCB bez dodatkowych płytek pośrednich), Przyłącze zasilania do wyboru albo zaciski śrubowe albo złącze DC o znamionowym prądzie maksymalnym 21A.
System pomiarowy.
Dla pomiarów wykorzystałem QA-403 firmy QuantAsylum. Analizy FFT, THD, multitone wykonałem z użyciem funkcji okna Hann'a, z rozmiarem FFT równym 512kB i ośmiokrotnym uśrednianiem. Parametry testów multitone to 5 częstotliwości na oktawę (razem 51 częstotliwości), całkowity poziom RMS to -25dB względem umownego poziomu wysterowania oraz roll-off równy 0dB na oktawę. Obciążenie podczas pomiarów to blok 4 rezystorów cermetowych 33Ω 20W plus filtr CLC. Schemat i wygląd tego obciążenia - filtru poniżej:
Tu kilka słów uwagi. To obciążenie z filtrem nie jest ekranowane, cewki to dławiki pionowe, czyli na rdzeniu nie oferującym ekranowanie i minimalizację rozproszenia pola magnetycznego. Rezystory cermetowe nie są rezystorami bezindukcyjnymi. Proszę zważyć na te fakty. Ponadto instalacja elektroenergetyczna w mieszkaniu oraz budynku (blok z połowy lat 70-tych) nie posiada przewodu PE. Nie mam możliwości wykonania uziemienia.
Widmo FFT dla wzmacniacza bez załączonego zasilania (ale z podłączonym zasilaczem impulsowym, czyli jest przesłuch z sieci elektroenergetycznej oraz wpływ zakłóceń wszechobecnych pól elektromagnetycznych):
Widmo FFT dla pracującego zasilacza ze zwartym wejściem odwracacza fazy (OPA862):
TPA3126 z OPA862 (z pominięciem stopnia lampowego). Schemat i symulacje.
Uproszczony schemat ideowy:
Charakterystyka częstotliwościowa:
Odpowiedź na sygnał prostokątny.
THD dla mocy wyjściowej 1W @ 8Ω i 1kHz:
THD dla mocy wyjściowej 1W @ 8Ω i 8kHz:
THD dla poziomu wysterowania -3dB @ 8Ω i 1kHz:
THD dla poziomu wysterowania -3dB @ 8Ω i 1kHz:
Pomiary dla TPA3126 i OPA862 (z pominięciem stopnia lampowego).
Oscylogram zdjęty z zacisków wyjściowych dla obciążenia 8Ω (bez filtru dolnoprzepustowego wymaganego dla pomiarów z użyciem QA-403):
Oscylogram zdjęty z zacisków wyjściowych dla obciążenia 2,2kΩ, czyli rezystora na PCB i bez podłączonego obciążenia do zacisków wyjściowych (bez filtru dolnoprzepustowego wymaganego dla pomiarów z użyciem QA-403):
Widmo FFT dla mocy wyjściowej 1W @ 8Ω
Uwzględniając harmoniczne od 2 do 10 wartość THD wynosi 0.0036%. Karta katalogowa układu TPA3126 podaje wartość THD równą 0.02%. Jest to nieco więcej niż 5-krotnie mniej czyli jest korelacja z głębokością pętli PFF. Przy mocy wyjściowej 1W w zasadzie można pominą fakt zastosowania dobrej jakości cewek w filtrze rekonstrukcyjnym
Widmo FFT dla wysterowania -3dB @ 8Ω
W tym przypadku wartość THD wynosi 0.028%.
Pasmo przenoszenia:
Na etapie projektowania założyłem, że przy spadku wzmocnienia 0.5dB muszę mieć pasmo przenoszenia nie gorsze niż 10Hz - 20kHz.
Test multitone dla umownego poziomu mocy wyjściowej 1W @ 8Ω:
Test multitone dla wysterowania -16dB @ 8Ω:
Test multitone dla wysterowania -3dB @ 8Ω:
THD z podziałem na harmoniczne:
Pełny wzmacniacz (lampa + OPA862 + TPA3126). Schemat i symulacje.
Uproszczony schemat ideowy:
Pasmo przenoszenia:
Odpowiedź na przebieg prostokątny:
THD dla mocy wyjściowej 1W oraz dla poziomu wysterowania -3dB:
[size=18]Pełny wzmacniacz (lampa + OPA862 + TPA3126). Pomiary.[/size]
Widmo FFT dla mocy wyjściowej 1W @ 8 i 1kHz:
Widmo FFT dla poziomu wysterowania -3dB @ 8 i 1kHz:
Wyliczona wartość SNR to 95.2dB a z użyciem filtru ważonego A to 105.3dB. Zważywszy na obecność lampy na samym wejściu oraz braku ekranowania oraz nieekranowanemu obciążeniu z filtrem tłumiącym resztki częstotliwości kluczowania uważam to za bardzo dobry rezultat.
Pasmo przenoszenia:
Test multitone dla umownego poziomu mocy wyjściowej 1W @ 8Ω:
Test multitone dla umownego poziomu wysterowania -16dB @ 8Ω:
Test multitone dla umownego poziomu wysterowania -3dB @ 8Ω:
THD z podziałem na harmoniczne:
Proponowana modyfikacja wartości elementów pętli PFF.
Wyniki symulacji i pomiarów dla wzmacniacza bez wstępnego stopnia lampowego sugerują możliwość nieznacznego zwiększenia stałej czasowej filtru dolnoprzepustowego. W przypadku całego wzmacniacza wskazanym byłoby zmniejszenie pojemności kondensatora pomiędzy anodą lampy a masą. Można dopuścić nieznaczne podbicie charakterystyki (w dalszej części artykułu będzie pokazane dlaczego) dlatego sugeruję użycie tu nawet pojemności 390pF (dla 470pF korekta byłaby moim zdaniem zbyt mała).
Wszystkie pomiary i symulacje zakładały obciążenie rezystancyjne. Pojedynczy głośnik jest dwójnikiem RL. Zwrotnice kolumn głośnikowych to znacznie złożone sieci elementów RLC.
Przedstawiam wyniki pomiaru niewielkiego głośnika o mocy 5W (stosowanego dawniej w telewizorach kineskopowych) miernikiem impedancji potocznie acz nieprecyzyjnie określanym jako mostek RLC a opartego na chipsecie Cyrustek ES168/ES169, wartości L i R dla szeregowego modelu dwójnika RL:
100 Hz: 510μH, 7.84Ω
400 Hz: 211μH, 7.91Ω
1 kHz: 75.3μH, 8.36Ω
4 kHz: 123μH, 8.28Ω
10 kHz: 106.2μH, 9.66Ω
40 kHz: 71.4μH, 16.0Ω
100 kHz: 52.7μH, 25.9Ω
Pomierzyłem takim miernikiem kolumnę głośnikową trójdrożną (Altus 110) z przewodem o długości około 3m a wyniki wyglądają następująco:
100Hz: Z= 12.9Ω, Rs=10.7Ω, Cs=217nF, Ls=-11.6mH, Rp=15.7Ω, Cp=69.6μF, Lp=-36.4mH
1kHz: Z= 21.8Ω, Rs=21.3Ω, Cs=-35.2μF, Ls=719uH, Rp=22.3Ω, Cp=-1.51μF, Lp=16.7mH
10kHz: Z= 14.2Ω, Rs=14.2Ω, Cs=87.5μF, Ls=-2,90μH, Rp=14.2Ω, Cp=14.4nF, Lp=-17.6mH
50kHz: Z= 18.5Ω, Rs=15.7Ω, Cs=-326nF, Ls=31.1μH, Rp=21.7Ω, Cp=-91.2nF, Lp=111μH
100kHz: Z= 25.5Ω, Rs=18.5Ω, Cs=-90.4nF, Ls=28μH, Rp=35.2Ω, Cp=43.1nF, Lp=58.8μH
Ponieważ nie da się praktycznie określić układu standardowej zwrotnicy zważywszy na ogromną mnogość konstrukcji jakie są produkowane obecnie i dawniej to zdecydowałem się na kompromisowe przeanalizowanie w SPICE dla obciążenia, które jest dwójnikiem RL. Zanim przedstawię skorygowane wartości pętli PFF oraz skorygowany stopień lampowy (dodatkowo inny punkt pracy lampy aby zmniejszyć poziom trzeciej harmonicznej względem poziomu drugiej harmonicznej) to podam że najgorszym pd kątem obniżenia górnej częstotliwości granicznej jest niewielka rezystancja i indukcyjność około 30μH.
Uproszczony schemat wzmacniacza pod optymalizację pętli PFF (oraz stałej czasowej filtr dolnoporzepustowego w stopniu lampowym):
Pole tolerancji przebiegu charakterystyk częstotliwościowych dla obciążenia dwójnikiem RL, zakresy R = 3.9Ω - 68Ω, L = 1nH, 1μH - 6.8mH:
Głebokość pętli PFF nie ulega zmianie wynosi nadal 14dB czyli 5-krotna.
Realizacja wzmacniacza.
Na koniec przedstawiam konstrukcję wykonanego wzmacniacza. Projekt PCB minimalnie (tylko nieznacznie poprzesuwane ścieżki oraz korekta średnic otworów pod kołki lutownicze) skorygowany względem zbudowanego prototypu.
Schemat ideowy.
W stosunku do uproszczonego schematu mamy dodatkowo:
- Przełączane wejścia wzmacniacza przekaźnikiem małosygnałowym RL1 (Omron G6K-2Y-F).
- Układ MUTE sterowany sygnałem _FAULTZ poprzez prosty inwerter logiczny wykonany na trazystorze T1.
- Układ wymuszenia wyciszenia stopnia mocy przez około 40 sekund od załączenia zasilania którego głównymi elementami są przekaźnik RL2 (Omron G6K-2Y-F) oraz tranzystor T2. Styk przekaźnika wymusza aktywację sygnału MUTE poprzez zwieranie do masy bazy tranzystora T1.
- Przetwornica step-up na układzie scalonym U3 (LM2585S-ADJ) dostarczająca napięcia 54V dla zasilania stopni lampowych. Wyjście tej przetwornicy jest dodatkowo dociążone rezystorem R32 w celu uniknięcie niestabilności pętli regulacji wzmocnienia tej przetwornicy. Napięcie 54V jest dodatkowo filtrowane przez L5+C34.
- Przetwornica step-down na układzie scalonym U4 (LM2595SX-ADJ) dostarczająca przede wszystkim napięcia 12.6V dla żarzenie lamp. Napięcie wyjściowe jest dodatkowo filtrowane przez L7+C38.
- Stabilizator liniowy o wysokim tłumieniu tętnień w szerokim zakresie częstotliwości U5 (LM2937-10) którego zadaniem jest dostarczenie napięcia 10V dla zasilania odwracaczy fazy zbudowanych na układach U2L i U2R (OPA862). Niezbędne napięcie biasu 5V uzyskiwane dzielnikiem rezystorowym R9+R10. Na wyjściu tego stabilizatora umieszczono cewkę L1, która wraz z kondensatorem C8 tworzy filtr napięcia zasilania 10V.
- Wejście układów U2L i U2R (OPA862) zabezpieczone podwójnymi diodami Schottky'ego D1L i D1R (BAT74) przed przepięciami powstającymi po załączeniu zasilania i gdy pojawi się emisja katody lampa (przepięcie dodatnie) oraz podczas zaniku napięcia zasilania (przepięcie ujemne). Energia dodatniego przepięcia "omija" stabilizator U5 dzięki diodzie Schottky'ego D4 (LL101C).
Projekt PCB (bez wypełnionych polygonów):
Reender PCB (wraz z polygonami), strony kolejno top i bottom:
Widocznym jest podział na dwie masy pierwsza to "analogowa" czyli dla samego wzmacniacza a druga to "przetwornicowa" dla stabilizatorów impulsowych dostarczających 12.6V oraz 54V. Niezależnie od tych dwóch polygonów masy wymusiłem topologię gwiazdy dla masy sygnałów od strony wejść układu TPA3126 z rozdziałem na: gniazda wejściowe, stopnie lampowe lewego i drugiego kanału, odwracacz fazy lewego i prawego kanału oraz elementy pętli PFF lewego i prawego kanału. W przypadku masy "przetwornicowej" również zastosowałem topologię gwiazdy dla "ścieżek prądowych" każdej przetwornicy z osobna.
Dopełnieniem będzie informacja o zastosowanych elementach.
C1L, C1R, C4L, C4R: MKS2, 63V, 5%
C2L, C2R: MLCC C0G 100V, 5%
C3L, C3R, C33, C34: Alumininium polymer organic, 63V, 20%
C5L, C5R: MLCC U2J, 16V, 10%
C6, C8, C26L, C26R, C27L, C27R, C28L, C28R, C29, C30, C41: Alumininium polymer organic, 35V, 20%
C7L, C7R: MLCC U2J, 25V, 10%
C9L, C9R, C10L, C10R: MKS2, 50V, 5%
C11L, C11R, C12L, C12R, C13L, C13R, C14L, C14R, C19L, C19R, C20L, C20R: MLCC C0G, 100V, 5%
C15L, C15R, C16L, C16R, C17L, C17R, C18L, C18R: MKP2, 100V, 5%
C21L, C21R, C22L, C22R: MLCC U2J, 25V, 10%
C23: MLCC X7R, 35V, 10%
C24L, C24R: MLCC C0G, 50V, 10%
C25L, C25R: MLCC X7R, 50V, 10%
C26L, C26R, C27L, C27R, C28L, C28R:
C31, C35: MLCC, X7R, 50V, 10%
C32, C36: MLCC, C0G, 50V, 10%
C37, C38: Alumininium polymer organic, 16V, 20%
C39: MLCC, U2J, 25V, 10%
C40: Tantal, 25V, 20%
R1L-R8L, R1R-R8R, R9, R10, R11L-R16L, R20-R21L, R11R-R16R, R20R-R21R: MELF0204
R17L-R19L, R17R-R19R: MELF0204
R22, R23, R27: Thick film, 5%
R24-R26, R28, R37-R39: Thick film, 10%
R30, R31, R33, R34: Thick film, 1%
R32: Thick film 1812, 5%.
L1, L3-L5: Coilcraft MSS7348
L2L, L2R: Coilcraft UA8013-AL
L6: Coilcraft MSS1278
L7: Coilcraft MSS1210
J1, J2: 0R0 0805
J3: 0R0 1206
CN1, CN2: Switchcraft PJRAS1X2S02AUX
CN3L, CN3R: Degson 2EDGRC-7.5-02P-14 + Degson 2EDGK_DG128
CN4: Swichcraft RAPC10
CN5: Degson DG129-7.5-02P-14
H1: Advanced Thermal Solutions ATS-TI1OP-521-C1-R1
F1: Fuse 2410 with holder 0154008.
RT1: Bourns 3314G-1-201
PT1: Bourns PDB182-K415K-103A1
RL1, RL2: Omron G6K-2Y-F-DC24
RL3: TE Connectivity / Schrack RTS3T024
SW1, SW2: C&K 7101MD9AV2
Na sam koniec podaję wyznaczony przeze mnie model SPICE lampy 6S51N-V na podstawie charakterystyk pozyskanych dzięki posiadanemu μTracer 6.1
**** 6S51N-V_LV *************************************
* Created on 02/03/2024 21:40 using paint_kit.jar 3.1 by T.Proszynski
* www.dmitrynizh.com/tubeparams_image.htm
* Plate Curves image file: 6S51N-V.bmp
* Ua: 0..60V, Ia: 0..8 mA, Pa=1.2
*----------------------------------------------------------------------------------
.SUBCKT 6S51N-V_LV 1 2 3 ; Plate Grid Cathode
+ PARAMS: CCG=4.6P CGP=1.7P CCP=2P RGI=2000
+ MU=37.07 KG1=196.88 KP=102.48 KVB=254.1 VCT=0.1004 EX=1.343
*----------------------------------------------------------------------------------
E1 7 0 VALUE={V(1,3)/KP*LOG(1+EXP(KP*(1/MU+(VCT+V(2,3))/SQRT(KVB+V(1,3)*V(1,3)))))}
RE1 7 0 1G ; TO AVOID FLOATING NODES
G1 1 3 VALUE={(PWR(V(7),EX)+PWRS(V(7),EX))/KG1}
RCP 1 3 1G ; TO AVOID FLOATING NODES
C1 2 3 {CCG} ; CATHODE-GRID
C2 2 1 {CGP} ; GRID=PLATE
C3 1 3 {CCP} ; CATHODE-PLATE
D3 5 3 DX ; POSITIVE GRID CURRENT
R1 2 5 {RGI} ; POSITIVE GRID CURRENT
.MODEL DX D(IS=1N RS=1 CJO=10PF TT=1N)
.ENDS
*$Zaś poniżej widać jak powyższy model pasuje do charakterystyk jednego z egzemplarzy lampy typu 6S51N-V:
To już koniec artykułu. Teraz czekam na komentarze.
Fajne? Ranking DIY
