logo elektroda
logo elektroda
X
logo elektroda
Szukanie Zaawansowane
logo elektroda
Adblock/uBlockOrigin/AdGuard mogą powodować znikanie niektórych postów z powodu nowej reguły.

Klasa D (TPA3126 / TPA3156) z pętlą PFF, lampowy preamp SRPP i regulacja barwy a'la Revox B251

studisat 25 Maj 2026 16:00 696 20

TL;DR

  • Powstał rozbudowany wzmacniacz audio: klasa D na TPA3126/TPA3156, lampowy preamp SRPP na nuwistorach, regulator barwy a’la Revox B251 i wskaźnik DM70.
  • Stopień mocy ma symetryczne sterowanie i dodatkową pętlę PFF obejmującą filtry LC, z krzyżowym połączeniem wejść LOUT/ROUT dla mostkowego układu TPA3126.
  • Pętla PFF ma głębokość około 12.4dB, a TPA3126 pracuje z taktowaniem 1200kHz i wzmocnieniem 26dB.
  • Zasilanie realizuje zewnętrzny zasilacz 24V; boost LM2585 daje 48V, buck LM2596 12.6V, a LDO TPS7A4901/TPS7A3001 stabilizują +9.3V i -9.3V.
  • To projekt hobbystyczny, wykonany w całości na PCB; autor podkreśla brak ekranowania i pełnych warunków laboratoryjnych, więc pomiary są tylko pobieżnym testem.
Wygenerowane przez model językowy.
Zgłoś naruszenie prawa
Odpowiedz Fajne? Ranking DIY | Nowy temat
Powiadamiaj o nowych artykułach
📢 Słuchaj (AI):
  • Klasa D (TPA3126 / TPA3156) z pętlą PFF, lampowy preamp SRPP i regulacja barwy a'la Revox B251

    Czas na zaprezentowanie kolejnej "zabawki" audio. Jej podstawowe cechy:

    1. Stopień mocy klasy D oparty na TPA3126 taktowanym 1200kHz. Wzmocnienie układu TPA3126 ustawione na 26dB.

    2. Stopień mocy jest objęty dodatkową pętlą ujemnego sprzężenia zwrotnego obejmującą wyjściowe filtry rekonstrukcyjne LC. Pętla PFF ma głębokość około 12.4dB (4.17-krotna). O tyle samo powinny być zredukowane zniekształcenia nieliniowe.

    3. Filtry rekonstrukcyjne wykorzystują podwoje cewki o niesprzężonych magnetycznie uzwojeniach, ekranowane magnetycznie firmy Coilcraft z serii UA801x-AL. Te cewki zaprojektowano na zamówienie Texas Instruments do płytek ewaluacyjnych z układami TPA3244/3245. Oferują niskie THD wnoszone przez nieliniowość ich rdzenia magnetycznego.

    4. Sterowanie wejść stopnia mocy z pętlą PFF symetryczne. Jest to wymagane dla realizacji pętli PFF.

    5. Układ TPA3126 (jak i TPA3156 czy starszy TPA3116...) ma w sumie cztery tory każdy terminowany półmostkiem. Dla konfiguracji stereo mamy dwa kanały, każdy wykorzystujący dwa tory co pozwala zaoferować pełnomostkowe stopnie wyjściowe. Tory w układzie TPA3126 nie odwracają fazy, więc koniecznym jest połączenie tych dodatkowych pętli PFF "na krzyż". (z LOUT+ do LIN-, z LOUT- do LIN+, z ROUT+ do RIN- z ROUT- do RIN+).

    6. Regulator barwy dźwięku wzorowany na wzmacniaczu B251 firmy Revox. Sa to dwa tory korektorów parametrycznych ze stałą wartością częstotliwości oraz nie regulowaną wprost dobrocią a regulowanym poziomem. Konstrukcja w sprytny i zarazem prosty sposób pozwala współdzielić ten sam wzmacniacz operacyjny.

    7. Wyjście regulatora barwy dźwięku jest symetryczne. W regulatorze pracują dwa wzmacniacze operacyjne - typ OPA1656 (podwójny).

    8. Regulator barwy dźwięku wyłączany przełącznikiem. Przełącznik steruje przekaźnikiem a ten zwiera wejście nieodwracające wzmacniacza operacyjnego do masy co wyłącza regulację wymuszając liniową ch-kę częstotliwościową.

    9. Regulacja balansu. Tu jest kłopot bo nie są produkowane i nie są dostępne w handlu potencjometry o charakterystyce M+N (jedyne dostępne są do montażu na panelu i nie są przystosowane do montażu na PCB). Zastosowano potencjometr stereo o liniowej charakterystyce a sekcje podłączone przeciwstawnie. To oznacza że w środkowym położeniu mamy redukcję poziomu o 6dB dla każdego z kanałów. To niestety cena "współczesności".

    10. Stopnie wstępne zbudowane lampach. Pracują po dwie triody nuwistorowe połączone w układ SRPP. Napięcie zasilania tych stopni względnie niskie wynosi 48V. Stopień regulator barwy dźwięku wymaga niskiej rezystancji wewnętrznej nieosiągalnej dla lamp poza kilkoma typami o bardzo wysokim nachyleniu. Dlatego pomiędzy preampem lampowym a regulatorem barwy dźwięku jest wzmacniacz operacyjny typu OPA1655 (pojedynczy w obudowie SOT23). Na jego wejściu umiejscowiłem potencjometr balansu.

    11. Oczko magiczne sterowane poziomem sygnału na wyjściu. Jedno wspólne dla obu kanałów. Zastosowałem lampę DM70 przewidzianą do bateryjnych odbiorników lampowych (jednak w radiach turystycznych wyższej klasy stosowano je w roli triody o wzmocnieniu około 1.2 jako inwertera fazy dla przeciwsobnych stopni mocy - podobnie jak lampa ECLL800 opracowana na samym końcu ery lampowej w radiach i sprzęcie audio Hi-Fi). To oczko to bardziej taki atraktor wizualny reagujący na odtwarzany dźwięk niż wskaźnik VU. Do zasilania oczka napięcie 72V.

    12. Całość zasilana z zewnętrznego zasilacza 24V. Używam impulsowego, taniego dość podłego Mean-Well RSP-100-24. Kiedyś miałem zasilacz do montażu na szynie DIN T35 firmy Delta z serii DRP i jego praca była "kulturalniejsza".

    13. Wzmacniacz ma dwie przetwornice. Pierwsza step-up (boost) na LM2585 (takt 100kHz) oferuje napięcie 48V dla stopnia mocy. Do tej przetwornicy dołożono pompę ładunkowa jako podwajacz napięcie a podpartą napięciem zasilania wzmacniacz równym 24V. Otrzymuję w ten sposób około 72V (2 * 1/2 48V + 24V). Druga przetwornica to step-down (buck) na LM2596 (takt 150kHz) oferująca +12.6VV dla żarzenia lamp (4 nuwistory, po dwa a ich żarzenia o napięciu znamionowym 6.3V połączone szeregowo, zaś oczko magiczne to rezystor redukcyjny). Ta przetwornica dostarcza jeszcze napięcie ujemne potrzebne dla wzmacniaczy operacyjnych. Dla tego celu cewka przetwornicy ma drugie uzwojenie, które oferuje po wyprostowaniu ujemne napięcie. Proste rozwiązanie ale aby to drugie wyjście było wydajne napięciowo to musi być to podstawowe wyjściowe napięcie obciążone a co jest spełnione bowiem żarzymy też lampy a nie tylko oferujemy dodatnie napięcie dla wzmacniaczy operacyjnych.

    14. Te niskie napięcia dodatnie i ujemne są jeszcze kierowane na parę stabilizatorów liniowych LDO, niskoszumnych oraz oferujących wysokie tłumienie tętnień (około 55dB) dla 100kHz. Napięcia wyjściowe to +9.3V i -9.3V. Zastosowane typy to TPS7A4901 (dodatni) i TPS7A3001 (ujemny).

    15. Załączanie zasilania odbywa w linii 24V DC. I tu je pewien problem. To trudne dla przełączników jak i przekaźników. Tym bardziej że na PCB mamy baterię 6 aluminiowych elektrolitycznych kondensatorów polimerowych 680uF z ESR około 9-10 miliomów każdy. Przekaźniki nawet klasy high inrush nie dają rady. Ale te ze stykami pre-make tungsten dają radę. To już odchodząca technologia bowiem stosowano je do załączania zasilania lamp jarzeniowych. Te przekaźniki ma podwójny styk najpierw łączy styk wolframowy a po chwili dopiero łączy właściwy styk AgSnO2. Przekaźnik o styku o znamionowej wytrzymałości prądowej 16A wytrzymuje prąd o natężeniu 800A przez 200µs.

    16. Układ power on delay mute. Prostacko czyli tranzystor i przekaźnik. Bez niego mamy dwa stuki po załączeniu zasilania. Jeden z nich to ustalenie się napięć na wejściach układu TPA3126 (ładowanie się kondensatorów 3,3µF). Ten drugi stuk to pojawienie się emisji katod lamp. Wtedy zmienia napięcie robocze na wyjściu stopnia SRPP.

    17. Dwa przełączane wejścia. Każde wejście ma wybór czułości przełącznikiem.

    18. Zaciski zasilania oraz głośników zablokowane kondensatorami MLCC 2.2nF C0G dla redukcji EMI.

    19. Linia zasilania wyposażona w jednokierunkowy transil 3kW. Transil chroni przed nadmiernym napięciem ale i też przed odwrotną polaryzację wymuszając przepalenie bezpiecznika topikowego (SMD 2410 w podstawce).


    W sumie jest to ewolucja wzmacniacza opisanego tu: https://www.elektroda.pl/rtvforum/topic4125286.html
    Odsyłam do tamtego wątku bowiem tam jest szczegółowiej pomierzony stopień mocy z tą pętlą PFF.

    Tyle opisu tego układu. Jednak jako uzupełnienie dodaję następne punkty poniżej:

    20. Lampy o sentyment. Po prostu to robię dla siebie. Nie robię tego dla wyścigu w uzyskanych liczbach jak THD, SNR, IMD itd. To ma po prostu cieszyć.

    21. Nie akceptuję elementów wiszących na przewodach. Wszystko na PCB. Nie ma dostępnych dobrych jakościowo złącz głośnikowych lutowanych do PCB. Dlatego zdecydowałem się na rozłączalne bloki złączek śrubowych znane prędzej z przemysłowych rozwiązań niż ze świata audio. Przynajmniej pewne i solidne.

    22. Zewnętrzny zasilacz DC. Ma to swoje zalety jak i wady. Jednak zalety przeważają.

    To tyle opisowej części. Teraz czas na język "obrazkowy".
    Najpierw koncepcja z etapu projektowania. Czyli symulacje SPICE. Dodam że dysponuję charakterografem (µTracer 6) więc pozyskałem charakterystyki lamp 6S51N-V i dopasowałem model SPICE do nich. Program TINA dostarcza model układu TPA3116 oferujący analizę transient oraz analizę częstotliwościową. Ten model nie pokazuje, że to impulsowy stopień mocy jednak wystarczająco jest dobry dla dobrania pętli PFF a dokładnie korekcji częstotliwościowo-fazowej.

    Schemat dla symulacji czyli uproszczony do najistotniejszego zakresu schemat wzmacniacza:
    Klasa D (TPA3126 / TPA3156) z pętlą PFF, lampowy preamp SRPP i regulacja barwy a'la Revox B251Schemat...png (54.2 kB)Musisz być zalogowany, aby pobrać ten załącznik.

    Charakterystyki regulacji barwy dźwięku:
    Klasa D (TPA3126 / TPA3156) z pętlą PFF, lampowy preamp SRPP i regulacja barwy a'la Revox B251TS-Ampli..e.png (83.91 kB)Musisz być zalogowany, aby pobrać ten załącznik.
    Klasa D (TPA3126 / TPA3156) z pętlą PFF, lampowy preamp SRPP i regulacja barwy a'la Revox B251TS-Pha..png (90.6 kB)Musisz być zalogowany, aby pobrać ten załącznik.

    Wzmocnienia w tymże układzie dla wybranych miejsc:
    Klasa D (TPA3126 / TPA3156) z pętlą PFF, lampowy preamp SRPP i regulacja barwy a'la Revox B251Amplifica..on.png (65.58 kB)Musisz być zalogowany, aby pobrać ten załącznik.

    Zachowanie się filtrów rekonstrukcyjnych. Tłumienie nośnej kluczowania oraz dzwonienie filtrów:
    Klasa D (TPA3126 / TPA3156) z pętlą PFF, lampowy preamp SRPP i regulacja barwy a'la Revox B251LCdamp.png (44.67 kB)Musisz być zalogowany, aby pobrać ten załącznik.
    Klasa D (TPA3126 / TPA3156) z pętlą PFF, lampowy preamp SRPP i regulacja barwy a'la Revox B251LCringi...png (30.85 kB)Musisz być zalogowany, aby pobrać ten załącznik.

    Charakterystyki częstotliwościowe, amplitudowa i fazowa dla wyłączonej regulacji barwy dźwięku:
    Klasa D (TPA3126 / TPA3156) z pętlą PFF, lampowy preamp SRPP i regulacja barwy a'la Revox B251Bode-Ampl..de.png (57.23 kB)Musisz być zalogowany, aby pobrać ten załącznik.
    Klasa D (TPA3126 / TPA3156) z pętlą PFF, lampowy preamp SRPP i regulacja barwy a'la Revox B251Bode-Ph...png (44.32 kB)Musisz być zalogowany, aby pobrać ten załącznik.

    Szacowanie THD dla wysterowania o poziomie -3dB względem punktu przesterowania (clipping) oraz dla wysterowania odpowiadającego 1W mocy wyjściowej sinusa przy 8Ω obciążeniu (2.83Vrms):
    Klasa D (TPA3126 / TPA3156) z pętlą PFF, lampowy preamp SRPP i regulacja barwy a'la Revox B251FFT_-3..png (29.85 kB)Musisz być zalogowany, aby pobrać ten załącznik.
    Klasa D (TPA3126 / TPA3156) z pętlą PFF, lampowy preamp SRPP i regulacja barwy a'la Revox B251FFT_1W.png (30.34 kB)Musisz być zalogowany, aby pobrać ten załącznik.


    Drugi etap projektowania to opracowanie schematu ideowego oraz projekt PCB. Wykonanie PCB zleciłem firmie Eurocircuits:
    Klasa D (TPA3126 / TPA3156) z pętlą PFF, lampowy preamp SRPP i regulacja barwy a'la Revox B251Schemat...png (906.54 kB)Musisz być zalogowany, aby pobrać ten załącznik.
    Klasa D (TPA3126 / TPA3156) z pętlą PFF, lampowy preamp SRPP i regulacja barwy a'la Revox B251TPA3126_PF...70_top.png (576.68 kB)Musisz być zalogowany, aby pobrać ten załącznik.
    Klasa D (TPA3126 / TPA3156) z pętlą PFF, lampowy preamp SRPP i regulacja barwy a'la Revox B251TPA3126_PF...bottom.png (564.6 kB)Musisz być zalogowany, aby pobrać ten załącznik.
    Klasa D (TPA3126 / TPA3156) z pętlą PFF, lampowy preamp SRPP i regulacja barwy a'la Revox B251PCB_to..png (239.99 kB)Musisz być zalogowany, aby pobrać ten załącznik.
    Klasa D (TPA3126 / TPA3156) z pętlą PFF, lampowy preamp SRPP i regulacja barwy a'la Revox B251PCB_bot...png (109.02 kB)Musisz być zalogowany, aby pobrać ten załącznik.

    Tu kilka słów co do layout PCB. Mamy trzy punkty topologii gwiazdy dla mas. Pierwsza to masy stopni wstępnych. Punkt gwizdy przy układzie TPA3126 obok pinu GND po stronie wejść i pinów sterowania oraz sygnalizacji. Druga to punkt gwiazdy dla przetwornicy step-up (boost) a trzecia to punkt gwiazdy dla przetwornicy step-down (buck). Polygony masy też rożne. Wydzielony ten dla bloku przetwornic plus jeszcze jeden polygon masy jako radiator dla LM2585 i LM2596.

    No to czas na realizację. Najpierw zdjęcia:
    Klasa D (TPA3126 / TPA3156) z pętlą PFF, lampowy preamp SRPP i regulacja barwy a'la Revox B251Gora_Pr...jpg (936.98 kB)Musisz być zalogowany, aby pobrać ten załącznik.
    Klasa D (TPA3126 / TPA3156) z pętlą PFF, lampowy preamp SRPP i regulacja barwy a'la Revox B251Gora_T..jpg (720.28 kB)Musisz być zalogowany, aby pobrać ten załącznik.
    Klasa D (TPA3126 / TPA3156) z pętlą PFF, lampowy preamp SRPP i regulacja barwy a'la Revox B251Spód.jpg (605.21 kB)Musisz być zalogowany, aby pobrać ten załącznik.

    No i wzmacniacz w akcji (jeszcze czekałem na te dwa przełączniki wyboru czułości wejść):




    A teraz czas na pomiary. Nie będę powielał tego zo wykonałem dla wzmacniacza stanowiącego punkt wyjścia (pod podanym linkiem). Stopień mocy ten sam (także ten sam layout PCB tej części) wiec nie ma moim zdaniem sensu powielać tych pomiarów. Jednak tu dodam kilka uwag, które mają uprzedzić niepotrzebne "kłótnie":

    A. Nie mam w mieszkaniu instalacji z PE. Do ziemi mam 8 pięter.

    B. To gołe PCB, większe wiec większa antena łapiąca śmieci. Ignoruję więc te harmoniczne 50Hz.

    C. PCB nie jest ekranowane. Zrobienie tylko dla pomiaru puchy ekranującej, kupno lepszych kabli BNC to wydatek a i tak nie ma "ziemi" Tak samo rezystory obciążenie, dzielnik i filtry. W zasadzie nie było prawidłowego laboratoryjnego środowiska. To bardziej pobieżny test - pomiar niż dokładne specyfikowanie produktu.

    D. Obciążeniem jest blok połączonych równolegle 4 rezystorów drutowych w ceramicznych obudowach 33Ω i mocy 20W każdy. Wypadkowa rezystancja to 8.25Ω. Te rezystory niestety nie są bezindukcyjne. Potem jest dzielni zintegrowany z symetrycznym filtrem CLCLC na każdy zacisk symetrycznego wyjścia wzmacniacza.


    Do pomiarów używałem QuantAsylum QA-403. Ma on swoje ograniczenia (wyszły brutalnie przy pomiarach IMD w styli CCIF dla pary 19 i 20 kHz). Wszelkie nazwy parametrów i ich parametryzacja odnoszą się do dedykowanego programu dla tego QA-403.

    Dalsza część w kolejnym, poście bo limit liczby załączników.

    Fajne? Ranking DIY
    O autorze
    studisat
    Specjalista - lampowe odbiorniki radiowe  
    Offline 
    Specjalizuje się w: lampy elektronowe, tv sat
    studisat napisał 1896 postów o ocenie 296, pomógł 164 razy. Mieszka w mieście Łódź. Jest z nami od 2003 roku.
  • #2 21909861
    studisat
    Specjalista - lampowe odbiorniki radiowe  
    Posty: 1896
    Pomógł: 164
    Ocena: 296
    Najpierw pasmo przenoszenia dla wyłączonego regulatora barwy dźwięku oraz dla włączonego tego regulatora - kombinacje minimum, maksimum oraz środek potencjometrów tego regulatora:
    Klasa D (TPA3126 / TPA3156) z pętlą PFF, lampowy preamp SRPP i regulacja barwy a'la Revox B251TS-OFF.png (17.88 kB)Musisz być zalogowany, aby pobrać ten załącznik.

    Klasa D (TPA3126 / TPA3156) z pętlą PFF, lampowy preamp SRPP i regulacja barwy a'la Revox B251TS-ON_MID..ID.png (17.93 kB)Musisz być zalogowany, aby pobrać ten załącznik.
    Klasa D (TPA3126 / TPA3156) z pętlą PFF, lampowy preamp SRPP i regulacja barwy a'la Revox B251TS-ON_MAX..AX.png (23.39 kB)Musisz być zalogowany, aby pobrać ten załącznik.
    Klasa D (TPA3126 / TPA3156) z pętlą PFF, lampowy preamp SRPP i regulacja barwy a'la Revox B251TS-ON_MIN..IN.png (21.68 kB)Musisz być zalogowany, aby pobrać ten załącznik.
    Klasa D (TPA3126 / TPA3156) z pętlą PFF, lampowy preamp SRPP i regulacja barwy a'la Revox B251TS-ON_MAX..ID.png (21.1 kB)Musisz być zalogowany, aby pobrać ten załącznik.
    Klasa D (TPA3126 / TPA3156) z pętlą PFF, lampowy preamp SRPP i regulacja barwy a'la Revox B251TS-ON_MIN..ID.png (20.12 kB)Musisz być zalogowany, aby pobrać ten załącznik.
    Klasa D (TPA3126 / TPA3156) z pętlą PFF, lampowy preamp SRPP i regulacja barwy a'la Revox B251TS-ON_MAX..IN.png (22.42 kB)Musisz być zalogowany, aby pobrać ten załącznik.
    Klasa D (TPA3126 / TPA3156) z pętlą PFF, lampowy preamp SRPP i regulacja barwy a'la Revox B251TS-ON_MIN..AX.png (22.09 kB)Musisz być zalogowany, aby pobrać ten załącznik.
    Klasa D (TPA3126 / TPA3156) z pętlą PFF, lampowy preamp SRPP i regulacja barwy a'la Revox B251TS-ON_MID..AX.png (20.72 kB)Musisz być zalogowany, aby pobrać ten załącznik.
    Klasa D (TPA3126 / TPA3156) z pętlą PFF, lampowy preamp SRPP i regulacja barwy a'la Revox B251TS-ON_MID..IN.png (19.54 kB)Musisz być zalogowany, aby pobrać ten załącznik.


    Kolejne pomiary to ocena THD dla poziomu wysterowania -3 dB (względem punktu przesterowania określonego z dokładnością 0,5 dB) oraz dla 1 W mocy wyjściowej dla 8 Ω. Jeszcze raz! Nie walczyłem z brumem 50 Hz!
    Klasa D (TPA3126 / TPA3156) z pętlą PFF, lampowy preamp SRPP i regulacja barwy a'la Revox B251THD-1kHz..B.png (38.23 kB)Musisz być zalogowany, aby pobrać ten załącznik.
    Klasa D (TPA3126 / TPA3156) z pętlą PFF, lampowy preamp SRPP i regulacja barwy a'la Revox B251THD-1kHz..W.png (36.17 kB)Musisz być zalogowany, aby pobrać ten załącznik.

    Widać, że dominuje druga harmoniczna, a trzecia jest sporo niżej. Podobnie jak w symulacjach THD.

    Teraz pomiar IMD w stylu DIN, czyli 250 Hz i czterokrotnie niżej (-12 dB) 8 kHz. Też te dwa punkty - jeden to -3 dB dla 250 Hz, a drugi 1 W dla 250 Hz:
    Klasa D (TPA3126 / TPA3156) z pętlą PFF, lampowy preamp SRPP i regulacja barwy a'la Revox B251IMD-DIN_..B.png (38.96 kB)Musisz być zalogowany, aby pobrać ten załącznik.
    Klasa D (TPA3126 / TPA3156) z pętlą PFF, lampowy preamp SRPP i regulacja barwy a'la Revox B251IMD-DIN...png (38.3 kB)Musisz być zalogowany, aby pobrać ten załącznik.

    Teraz IMD w stylu CCIF dla pary 19 kHz i 20 kHz o jednakowym poziomie. Najpierw dla -3 dB i dla 1 W, ale wynik tego pierwszego wymusił zrobienie jeszcze jednego przypadku -6 dB, czyli kolejno -3 dB, -6 dB i 1 W.
    Klasa D (TPA3126 / TPA3156) z pętlą PFF, lampowy preamp SRPP i regulacja barwy a'la Revox B251IMD-CCIF_..dB.png (55.83 kB)Musisz być zalogowany, aby pobrać ten załącznik.
    Klasa D (TPA3126 / TPA3156) z pętlą PFF, lampowy preamp SRPP i regulacja barwy a'la Revox B251IMD-CCIF_..dB.png (36.86 kB)Musisz być zalogowany, aby pobrać ten załącznik.
    Klasa D (TPA3126 / TPA3156) z pętlą PFF, lampowy preamp SRPP i regulacja barwy a'la Revox B251IMD-CCIF..W.png (37.46 kB)Musisz być zalogowany, aby pobrać ten załącznik.

    Dla przypadku -3 dB, zarówno dla 19 kHz i jednocześnie 20 kHz, widać jakby spadła rozdzielczość bitowa. Ale to efekt przeciążenia przetwornika DAC sigma-delta. Dwa takie tony o wysokim poziomie sumarycznie przekroczą 0 dB i po prostu przesterowują algorytmy noise shaping. Popatrzcie na przypadek -6 dB, floor już jest niżej, ale ma pod 2 kHz systematyczną tendencję liniowego powolnego wzrostu ze wzrostem częstotliwości. To samo widać dla widma FFT dla progu tuż przed przesterem:
    Klasa D (TPA3126 / TPA3156) z pętlą PFF, lampowy preamp SRPP i regulacja barwy a'la Revox B251THD-1kHz..B.png (59.27 kB)Musisz być zalogowany, aby pobrać ten załącznik.
    Jeszcze raz, dynamic range DAC-a w QA-403 nie jest bynajmniej w pełni 24-bitowy.

    Ma koniec dwa testy multitone, 5 częstotliwości na oktawę, pasmo 20 Hz - 20 kHz. Dwa przypadki umowny poziom -3 dB i umowny poziom 1 W. A realne wysokości pików to już sobie wylicza software, by wyszło pożądane wysterowanie RMS.
    Klasa D (TPA3126 / TPA3156) z pętlą PFF, lampowy preamp SRPP i regulacja barwy a'la Revox B251MT_-3d..png (43.03 kB)Musisz być zalogowany, aby pobrać ten załącznik.
    Klasa D (TPA3126 / TPA3156) z pętlą PFF, lampowy preamp SRPP i regulacja barwy a'la Revox B251MT_1W.png (40.85 kB)Musisz być zalogowany, aby pobrać ten załącznik.

    To tyle. Chciałem zrobić sobie taki wzmacniacz z tym regulatorem a'la Revox B251, to sobie go zrobiłem. Charakterystyki regulacji mogłem przećwiczyć na programowym korektorze parametrycznym, czy to w playerach cyfrowych (tu słuchawki, Koss Porta Pro), czy w MoodeAudio (kolumny oraz słuchawki), gdzie wykorzystywałem CamillaDSP. De gustibus not disputandum est. Nie ma sensu mocno spierać się, czy takie ch-ki regulacji są dobre czy złe, to ocena subiektywna, a i tak silnie zależna od kolumn, pomieszczenia, gatunku muzyki i realizacji nagrania.
  • #3 21909970
    TechEkspert
    Redaktor  
    Posty: 7127
    Pomógł: 16
    Ocena: 5495
    Robi wrażenie! Film warto dodać funkcją "dodaj film" wtedy można go odtworzyć czytając treść.

    DM70 ładnie się prezentuje, natomiast zaskoczyło mnie, że to lampa do wlutowania, zamontowana bez podstawki.
  • #4 21910033
    studisat
    Specjalista - lampowe odbiorniki radiowe  
    Posty: 1896
    Pomógł: 164
    Ocena: 296
    TechEkspert napisał:
    Robi wrażenie! Film warto dodać funkcją "dodaj film" wtedy można go odtworzyć czytając treść.

    Zrobione, nie zauważyłem jej. Coś robi się na pamięć i odruchowo, ale na prośbę zostało to poprawione.

    TechEkspert napisał:

    DM70 ładnie się prezentuje, natomiast zaskoczyło mnie, że to lampa do wlutowania, zamontowana bez podstawki.

    "Oryginalne" czyli opracowanie i produkcja Philipsa czasem brandowana w latach 50-tych i 60-tych jako Valvo, Siemens czy też Teonex ma klasyczny talerzyk cokołowy. Wyprowadzeń jest osiem i są to dość elastyczne druty. Tak konstrukcja pozwalała na dwa warianty tej lampy. DM70 miała cztery wyprowadzenia przycięte krótko jako zbędne a pozostałe cztery pozostawiono długie. Druga wersja DM71 miał wszystkie 8 wyprowadzeń przycięte jednakowo i krótko by można było użyć podstawki. Za wielką kałużą DM70to 1M3 a DM71 to 1N3. Naszej produkcji DM70 nie miała talerzyka cokołowego a zwykły spłaszcz zewnętrzny i cztery wyprowadzenia. Nie było też w naszych DM70 barwienia od wewnątrz bańki na to niebieskawe przyciemnienie.

    Generalnie w systemie oznaczeń europejskich oznaczenia dla lam subminiaturowych podzielona na dwa zakresy. 70 .. 79 to z talerzykiem cokołowymi możliwym użyciem podstawek (DC70, EC70...) oraz 60 .. 69 z zewnętrznym spłaszczem (DF61, DF64...). Podstawki do subminiaturek nie były dobrym rozwiązaniem. Te lampy to nie były dla sprzętu powszechnego użytku więc rezygnacja z nich była czymś wręcz oczywistym. Widać to też po radzieckich nuwistorach zradzających, że nawet nie próbowano w bratnim lufowym kraju podstawek do nich. Brak tych wystających fragmentów kubka metalowego pełniących rolę kluczy ułatwiających wsadzenie nuwistora do podstawki, zaś do wyprowadzeń dogrzewano długie druty przewlekane przez teflonowy element dystansujący te wyprowadzenia a często przez pewien okres produkcji dodawano dodatkowe wyprowadzenie połączone z metalową obudową. Jak już jesteśmy przy radziecki lampach to podam. że np 6S6B-V, 6S7B-V miały prawie wyłącznie spłaszcz ale były bardzo rzadkie warianty z talerzykiem cokołowym. 6Ż1B-V, 6Ż2B-V, 6Ż5B-V obydwa warianty wykonania. Zleżało to od fabryki, która produkowała dany ty lampy. Spłaszczy nie stosowano w ZSRR dla duotriod. Spłaszczy też nie bło dla cienkich (7mm, standardowe oznaczenie litera B to 10mm) subminiaturek czyli tych literką A jak 6Ż33A-V,6S34A-V, 1E4A-V. Jak i w subminiaturkach grubszych (13mm) jak np 6S46G-V czy 6N16G-VIR. Ciekawostką z bateryjnych subminiaturek "bateryjnych" jest zza wielkiej kałuży lampa 1V6, trioda pentoda, ze spłaszczem i 7 wyprowadzeń. Generalnie w ZSRR lampy subminiaturowe to sprzęt militarny i tu co ciekawe z racji warunków klimatyczny unikano często lutowania a wyprowadzenia elementów do list kołkowych czy analogów turret-boardów (naprawdę fajne co do koncepcji konstrukcyjnej) jak i innych wyprowadzeń elementów zgrzewano. Po prostu nawet eutektyczmy stop SnPb nie był trwały przy silnych mrozach.
  • #5 21910120
    viayner
    Poziom 43  
    Posty: 10596
    Pomógł: 1558
    Ocena: 2024
    Witam,
    Brawo, układ robi wrażenie, proszę nie brać dalszych moich zapytań za krytykę, chcę tylko doprecyzować.
    Czemu klasa D? Niby stają się coraz lepsza, dodałeś dodatkowe sprzężenia zwrotne, ale to nadal zasilacz impulsowy zasilany z "podłego", jak sam wspominasz, kolejnego zasilacza impulsowego, dodatkowo pozostałe stopnie mają własne zasilanie na przetwornicach, to wygląda jak zbiór przetwornic. W sumie bardzo dużo pracy nad projektem i finalnie klasa D? Czemu?
    Sam lubię lampy, ale nie do końca widzę celowość jej w tym układzie, czemu nie dodatkowy stopień wejściowy na wzmacniaczu operacyjnym? Problemy impedancyjne byłyby mniejsze. Jeśli już wyciskamy z lamp ich zalety, to nie zakopujmy ich klasą D, to moja prywatna opinia.
    Może najważniejsze, jak to brzmi?, oczywiście ocena subiektywna.
    Pozdrawiam.
  • #6 21910205
    studisat
    Specjalista - lampowe odbiorniki radiowe  
    Posty: 1896
    Pomógł: 164
    Ocena: 296
    viayner napisał:
    Witam,
    Czemu klasa D? Niby stają się coraz lepsza, dodałeś dodatkowe sprzężenia zwrotne, ale to nadal zasilacz impulsowy zasilany z "podłego", jak sam wspominasz, kolejnego zasilacza impulsowego, dodatkowo pozostałe stopnie mają własne zasilanie na przetwornicach, to wygląda jak zbiór przetwornic.
    W sumie bardzo dużo pracy nad projektem i finalnie klasa D? Czemu?


    Po pierwsze klasa D jest. Jej poziom jest więcej niż przyzwoity. Nie musimy się bić z radiatorami. Dużymi, kosztownymi, potrzeba ich wykonanie zlecić co standardy to niestety ale nie będą optymalne pod projekt czegoś mniejszego.

    Klasa A - same wady. Jedynie mityczny brak zniekształceń skrośnych. Klasa B albo realnie bardzo głęboka ABa wtedy, zgoda, ryzyko zniekształceń skrośnych jest, jednka jak zaakceptujemy gorszą sprawność energetyczna to punkt pracy spoczynkowy tranzystorów mocy w gorę czyli płytka klasa AB i te zniekształcenia skrośne praktycznie znikają. Wyższy prąd spoczynkowy i super. To nie bateryjny grajek. jeszcze jedno. przy tych bardzo niski mocach wyjściowych gdzie owszem te skrośne zniekształcenia wydają się istotne to niestety poziom odtwarzanego dźwięku jest blisko tłu akustycznemu. To tło akustyczne jest w zasadzie nieusuwalne. W dzień wysokie. Czyli nawet SNR może być wtedy niskie bo nie zauważymy tego, to tło akustyczne przykryje nawet wysoki szum. A teraz popatrzmy jeszcze na kolumny, obecnie to głównie z bassreflex i zastanówmy się nad ich zniekształceniami szczególnie przy niewielki ruchu membrany. Sam bassreflex też generuje dodatkowe niepożądane artefakty.

    Podły zasilacz impulsowy, ale on i tak jest lepszy do klasycznego zestawu trafo, prostownik i bateria kondensatorów mylnie traktowany jako źródło mocy.
    Mnożymy pojemności za prostownikiem i mamy zonk. Ogromny prąd udarowy w powtarzających się impulsach bo niestety ale ten liniowy prostownik pracuje o zgrozo impulsowo. Tyle że takt to 100Hz wredne to dla wyfiltrowania. Ale ten prąd, który owszem generuje podłe zakłócenia w archaiczny diodach prostowniczych w gotowym mostku (to technologia wykonania, która zatrzymała się w latach 60-tych). Te przetężenia generują bardzo trudne do zwalczenia zakłócenia. A jeszcze nie doszliśmy do samego trafa a raczej jego podstawowego zła czyli nieliniowości rdzenia. Potężne impulsy udarowe (średni prąd pobierany załóżmy 1A i takie ale impulsy są rzędu a ponad 10A nawet - wartość to skutek niskiego ESR kondensatora wyjściowego co jest konieczne by zminimalizować wysokie tętnienia napięcia ale z drogiej strony ten szczytowy prąd jest limitowany nasycaniem się rdzenia) napotykają na nasycenie rdzenia i głębokie wejście w silnie nieliniowy obszar pracy transformatora. Ostatnia wada a moim zdaniem najważniejsza, to szeroki zakres napięcia sieci elektroenergetycznej i jego niestabilność. Może być leganie w gniazdku 253V jak i 207V ale czasem mamy spadki poniżej 190 - 180V (w przededniu wigilii) zaś obecna moda na OZE sprawia, że nie jest niczym szczególny ponad 260V w gniazdku 230V w sezonie letnim. A teraz załóżmy, że mamy nawet te lampy we wzmacniaczu. Przeżarzenie jest złe tak jak i niedożarzenie (znika efekt redukowania przez nikiel powstającej warstwy pośredniej, która bardziej denegeruje lampę niż spadek emisji - baru w katodach pośrednio żarzonych jest ze znacznym nadmiarem). Jak były masowo produkowane to za przeproszeniem wuj z dbaniem o idealane warunki pracy żarzenia, dziś priorytety się zmieniły. Stabilizator liniowy no fajnie ale spadek na nim napięcia to te 1V może 1.2V jak wykosztujemy się na LDO. Czyli dla 207V mamy mieć przed stabilizatorem 7.5V. A co jak będzie 253V? No prawie 9.2V. Załóżmy że tylko mamy małej mocy lampki. Prąd dla ich żarzenia to 2A. Czyli mamy albo 2.4W ciepełka albo 18.4W ciepełka. Co gorsze nie zapewni to poprawnej pracy jak spadnie zimą napięcie do 185V. Czyli jeszcze lepsza grzałeczka, a jak sąsiad z podkręconym (bo na starych zasadach rozliczeń) inwerteterem od fotowoltaiki zrobi nam 265V w gniazdku (a miałem okazje widzieć aż 273V!) to dodatkowe waty ciepła ale i ryzyko przekroczenia dopuszczalnych napięć pracy.

    A ten podły zasilacz impulsowy? No jest mu obojętne czy to będzie 264V czasem i 280V (są takie na szynę DIN T32 co im obojętne od 130AV do 350V AC albo i szerszy zakres) czy spadnie to do 130V a nawet niekiedy i do 90V. Napięcie wyjściowe stałe no OK zmiana niewielka może ze dwa trzy procent. Co jeszcze, ano nie potrzebuje on tego cudownego DC blockera, nowego wynalazku hitu. A można kupić lepszy niż nazwijmy budżetowy. Już nawet średniej klasy ta Delta DRP zrobi różnicę a są i lepsze.

    Co jeszcze, klasyczne trafo niestety przeniesie nam do zasilanego układu cały śmietnik 50 - 70 harmonicznych 50Hz. No bo spokojnie sobie to trafo da radę z częstotliwościami do 10kHz. A prostownik nieliniowy, rdzeń nieliniowy więc mamy problem intermodulacji.

    A te dodatkowe dwie przetwornice. O nie to nie warto się martwić. Są jak widać stabilizatory liniowe LDO z wysokim PSSR dla 100 - 500kHz na dodatek prawie bezszumne. Zresztą zajrzyjmy do tych DACów, playerów cyfrowych z wysokiej półki i znajdziemy przetwornice i często nie jedną a za nimi te liniowe regulatory napięcia LDO high PSRR i low noise. Jakoś ich obecności nie widać na widmie FFT.

    viayner napisał:

    Sam lubię lampy, ale nie do końca widzę celowość jej w tym układzie, czemu nie dodatkowy stopień wejściowy na wzmacniaczu operacyjnym?

    Bo chcę tę lampę tam mieć, powiem brzydko mam taki kaprys (inaczej kupił bym coś badziewnego na Temu). Tam gdzie lampa nam bardziej psuje założenie co do dźwięku jak wtórnik przed stopniem mocy z PFF (preferowanie nieparzystych harmonicznych i osłabiania drugiej harmonicznej oraz niestety brak możliwości zejścia z rezystancja wyjściową wtórnika - wynosi ona odwrotność nachylenia ch-ki anodowej lampy), to je nie wpychajmy, wsadźmy jej tyle ile jest niezbędne by dodać tej lampowości jak ta druga harmoniczna (plus mikrofonowanie).

    viayner napisał:

    Jeśli już wyciskamy z lamp ich zalety, to nie zakopujmy ich klasą D, to moja prywatna opinia.

    No i jej zalety zniweczy tafo głośnikowe. Psuje wszystko. Obecnie nie ma produkowanych blach na rdzenie o odpowiednich parametrach dla wysokiej jakości audio. Nie ma i nie będzie. Są już tylko podłej jakości blachy prądnicowe. Myślisz że huta i walcownia (realnie to ta w Chinach) zrobi tobie jeden arkusz z pożądanym składem stopu i jeszcze wykonani dodatkowe operacja wyżarzania, wyciągania ponad to co aktualnie się wykonuje w zakresie minimum?

    Drugi problem jest bardziej bolesny jak chcemy zachować ten sam poziom przenoszonej mocy (czyli ten sam poziom THD), to obniżając dwukrotnie dolną częstotliwość graniczną potrzebujmy tak ośmiokrotnie więcej żelaza. Podawane pasmo przenoszenia trafa głośnikowego to oszustwo bowiem ono zależy od impedancji przed i za oraz od przenoszonej mocy. Nawet jak się je wyspecyfikuje to dla poziomu -20dB a tu zagwozdka definicyjna czy to poziom napięcia na wejściu odniesiony do pełnej mocy wyjściowej czy poziom mocy na wyjściu. Dla pierwszego mamy tylko 1% procent mocy wyjściowej znamionowej a dla drugie przypadku tylko 10% tej mocy znamionowej. No i ten bas, którego jest duży poziom w muzyce w porównaniu do 1kHz a tym bardziej do góry pasma akustycznego to musi nam ten bas popierdzieć albo go nie być. Zniekształcenią, które wytworzy trafo to w przypadku układów przeciwsobnych to nieparzyste harmoniczne. Jedynie dla SE trochę będzie też parzystych istotnie dodanych.

    Więc możesz sobie przemyśleć i postawić odpowiedź - warto czy nie warto.

    viayner napisał:

    Może najważniejsze, jak to brzmi?, oczywiście ocena subiektywna.

    Nie mogę być sędzia we własnej sprawie. Ale wcześniejsze dwie hybrydy bez PFF i z niesymetryczną pracą wejść układów TPA3116 były ocenione bardzo dobrze. Nawet z kiepskim zasilaczem impulsowym.


    Os siebie dodam jedno. Ta pętla PFF jest fajna i kusi bo w teorii ma zalety. No redukujemy szumy, THD, podnosimy klasę cenową cewek (;>), redukujemy dzwonienie filtrów, zmniejszamy nieco zależność od obciążenia. Ale są wady. Jedna istotna resztki RF wstrzykujemy do wejść układu TPA jak do poprzedzającego do stopnia.

    Z mojego punktu widzenia są też inne wady. Większe PCB to większa antena a tu ten regulator barwy dźwięku i te cztery potencjometry psują optymalny layout PCB. Teraz to PFF. Tu mamy obecną rzecz podbijająca 9 harmoniczną (i wyższe nieparzyste). Ścieżki dla pętli PFF musze przejść pod ścieżkami prądowymi. Pojemność przesłuchu zrobi swoje. Także niemożliwa do uniknięcia długość tej ścieżki to antena indukcyjna. Inne wady są podrzędne - to amplituda do wysterowania stopnia mocy TPA, im głębsza ta pętla PFF ty wyższa ta amplituda. Moim skromnym zdaniem być może zysku z PFF nie będzie w ocenie brzmienia. Ale mam dwa egzemplarze ten poprzedni jest bardziej do oceny brzmienia i odpowiedzi czy warto iść w PFF. Przy tej mocy mogę jednak dać lepsze cewki w filtrze rekonstrukcyjnym wiec może pójście w PFF nie jest najlepszym pomysłem tym bardziej dla TPA3126/3156/3116 z racji, że zapinamy te pętle krzyżowo. Dodam jeszcze jedno, podane parametry w karcie katalogowej dotyczą płytki EVM a tam nie zastosowano np. kondensatorów sprzęgających o wysokiej liniowości znikomej absorpcji dielektrycznej. Są i elektrolity i niestety MLCC z dielektrykiem X7R/X5R - nieliniowym. Takt 400kHz czyli odciskający swoje piętno wzrostem THD począwszy od około 400Hz. No i schemat modulacji wybrany pod aspekt ekonomiczności zasilania a nie minimalizacji THD. TPA3116 miał podane 0.1% ale TPA3126 już 0.02%. Lista BOM ujawnia, że formalnie to nieco inne elementy bierne użyto. Jest jeszcze ciekawy dokument opublikowane przez TI o tym jak przebadano cewki pod katem THD.

    Reasumując jeszcze robiąc hybrydę lampa plus krzem, to ten fakt, że bardzo przyzwoite są te nawet mniejsze TPA3126/3156, to moim zdaniem nie warto się szarpać z tradycyjnym stopniem mocy w klasie A czy płytkiej AB. Tak samo nie warto sie szarpać z ciężkim trafem sieciowym.
  • #7 21910225
    mkpl
    Poziom 37  
    Posty: 5654
    Pomógł: 306
    Ocena: 854
    Konstrukcja mi dobrze znana z innego miejsca :)

    Natomiast poruszę inny temat.
    Wzmacniacz w klasie D jest tak dobry jak dobry jest zasilacz.
    Niestety większość popularnych zasilaczy np EPP lub LOP oraz tanie "ledowe"

    W czym jest problem?
    Przetwornice oparte o LLC dobrze działają dla stałego dużego obciążenia. Dla małych prądów pracują w trybie burst czyli z histerezą (kilka cykli i długa przerwa), dla średnich obciążeń tryb LP czyli jeden cykl i rozładowanie rezonansu przez ileś okresów i dopiero HP gdzie przetwornica pracuje stale i moduluje częstotliwością.

    Starsze konstrukcje typu pół mostek czy forward - kłopoty z stabilnością pętli.

    Jedynie flyback w trybie DCM ma szybką odpowiedź pęli ale za to duże tętnienia.

    Oczywiście można mieć dobry zasilacz impulsowy do współpracy z audio ale to wiąże się z przeprogramowaniem sterownika (np LOP od MW) lub zrobieniem sobie samemu zasilacza z odpowiednimi założeniami.

    W praktyce D klasa dla mnie gra lepiej zasilana z stabilizowanego zasilacza transformatorowego niż z najlepszego impulsowego.
  • #8 21910237
    max-bit
    Poziom 34  
    Posty: 4589
    Pomógł: 117
    Ocena: 844
    A wiesz dlaczego taki brumm ....
    Gdyż na pałę "wylana" masa .... jedna wielka pętla masy
    plus "przypadkowo" prowadzone ścieżki sygnałowe.
    Mało tego na wstawiałeś przetwornie niby po za pasmem akustycznych ale pieron wie co tam będzie się działo.

    Jeden wielki "mixsing" lampy - zasilane z przetwornic w dodatku obwody analogowe a na końcu końcówka w klasie D

    Pomysł o tyle szalony to nic z tego nie będzie.

    Ogólnie co nawet widać wszystko zakłóca wszystko.

    Do wywalenia te przetwornice a nuvistory zasilić normalnie "analogowo" z transformatora i można spr zrobić zasilacz liniowy od biedy (albo "tradycyjnie")
    Wywalił bym tą regulację tonów (od biedy można zostawić)

    No i ścieżki sygnałowe oraz masa do poprawy !

    Ocena pomysł ogólnie 2/5
    Wykonanie PAŁA 1/5 (głównie projekt PCB)
    Schemat dam 3/5 ale to tak w ramach zachęty i za sam pomysł

    Dodano po 2 [minuty]:

    Acha nuvistory z swej zasady nie były (?) używane w zastosowaniach audio
  • #9 21910245
    mkpl
    Poziom 37  
    Posty: 5654
    Pomógł: 306
    Ocena: 854
    >>21910237

    Błędem jest myślenie, że zasilacz impulsowy z generatorem np. na 100kHz nie pracuje na częstotliwościach audio.
    Przetwarzanie faktycznie jest na 100kHz ale regulacja napięcia to ~500Hz - 2kHz i te fluktuacje są upierdliwe. Temat znają głównie Ci który pracowali przy centralach telefonicznych zasilanych zasilaczami impulsowymi.
    Jak ktoś chce wiedzieć więcej to polecam poszukać hasła "psofometria".
    Niemniej da się robić dobre zasilacze impulsowe i stosować przetwornice wewnątrz układów audio ale to już inna para kaloszy i inna dziedzina wiedzy poza dobraniem diody dławika i kondensatora dla przetwarzania mocy.
  • #10 21910270
    max-bit
    Poziom 34  
    Posty: 4589
    Pomógł: 117
    Ocena: 844
    Dokładnie ... to skomplikowany proces.

    Oczywiście da się zrobić to lepiej i gorzej jednak tu jest to mocno skopane.
  • #11 21910281
    studisat
    Specjalista - lampowe odbiorniki radiowe  
    Posty: 1896
    Pomógł: 164
    Ocena: 296
    >>21910270
    No problem. Zrób lepiej i przedstaw.
    Inaczej to tylko hejtowanie dla samego hejtowania co jest ostatnio w modzie.
  • #12 21910285
    max-bit
    Poziom 34  
    Posty: 4589
    Pomógł: 117
    Ocena: 844
    Tia .... jakakolwiek dziś uwaga to "hejtowanie" ....

    Litości

    Dobra zabieramy grabki niech se Autor robi z tym co chce ...
  • #13 21910290
    mkpl
    Poziom 37  
    Posty: 5654
    Pomógł: 306
    Ocena: 854
    >>21910281
    Odniosę się do problemów z layout i potencjometrami. Obecne potencjometry to szajs. Walczyłem z tym długo ale zawsze są kłopoty z współbieżnością.
    Od pewnego czasu stosuję potencjometry cyfrowe a analogowe jako zadajniki wartości. Strat w dźwięku brak za to są same zalety.
    Polecam też TDA7313 ale w układzie z zasilaniem symetrycznym i wyłącznie jako barwa tonu (pominięcie selektora, wszystkie wzmocnienia na 0). Okolice 100dB gwarantowane i znaczące zmniejszenie przesłuchów. Jedynie trzeba uważać na to by układ był oryginalny. Schematu nie udostępnię o takie ćwiczenie intelektualne dla tych co lubią kopiować :)
  • #14 21910368
    studisat
    Specjalista - lampowe odbiorniki radiowe  
    Posty: 1896
    Pomógł: 164
    Ocena: 296
    mkpl napisał:
    >>21910281
    Odniosę się do problemów z layout i potencjometrami. Obecne potencjometry to szajs. Walczyłem z tym długo ale zawsze są kłopoty z współbieżnością.

    To czego najbardziej mi brakuje niezależnie od producenta to wyprowadzenie do umasienia metalowej w większość obudowy w tym osi potencjometru.
    Bourns OK, mniej nieci łapią brum ale niestety nie ma szans kupić zestaw o jednakowych cechach mechanicznych jak długość osi, jej obrobienie (flat, knurled - czyli radełkowane). Z musu by były mechanicznie jednakowe trzeba kupić no-name (wirtualna marka jak SR Passives - firma nie istnieje - to tylko nazwa na potrzeby części kupowanych z przypadkowych chińskich źródeł przez TME, zapomnieć o katalogu, datasheecie). Podczas niechlujnego pomiaru (napisałem nie mam dostępnego PE - choć to kiepski uziom - a tym bardziej ziemi, nie przeskoczę tego i muszę się z tym pogodzić). Powinienem zrobić ekran na mierzoną PCB ale to robota ślusarska a ja warsztatu takiego nie posiadam. Zbliżenie ręki daje momentalnie widoczną znaczną reakcję w wysokości pików harmonicznych 50Hz. których w bloku gdzie obecnie mieszkam to harmonicznych jest dostatek. Stanowiska takiego przyzwoitego by odseparować zakłócenia nie mam. (Muszę je wybudować tak po prawdzie) . Akumulatora samochodowego 24V nie posiadam a byłby tu nieoceniony. Lepszy zasilacz kupię ale nie dziś, czy za tydzień są inne priorytety w wydatkach.


    mkpl napisał:
    >>21910281
    Od pewnego czasu stosuję potencjometry cyfrowe a analogowe jako zadajniki wartości. Strat w dźwięku brak za to są same zalety.

    Te "przyzwoite" potrzebują mikrokontrolera. Mając cyfrowe odtwarzacze mam to w DSP zaimplementowanym w nich. Balansując w ocenie czy warto czy nie to jednak wywalić gałki w ogóle jak i tak mogę to zrobić poprzez GUI odtwarzacza. Jedyny pozostawiony potencjometr głośności to tylko raczej jako taki gruby "ustalacz" czułości, którym i tak się nie kręci praktycznie w ogóle (dlatego koniecznie bez wyłącznika zasilania). Był stare potencjometry bez konieczności sterowanie mikrokontrolerem ale ich parametry są istotnie gorsze. To są jednak inne generacje produktów. Ćwierć wieku lub nawet trzy dekady to przepaść.

    Co do layoutu PCB a raczej jego nadmiernego powiększania, No potencjometry musze z odstępami rozmieścić by były w ogóle "używalne". To co widać na płytkach chińskich z ich "cudowny" portali sprzedażowych to dramat, za blisko siebie są umieszczone aby była choćby namiastka ergonomii.

    Pozostaje jeszcze jedno. Ostanie dwa nuwistory 6S51N-V mające dogrzane wyprowadzenie dla umasienie ich metalowej obudowy właśnie zużyłem w poprzednim. Od kilku lat na aukcjach np. ebay nie mają już tych 6S51N, 6S5N-V, czy tez 6S63N co miały dogrzane do obudowy to wyprowadzenie. Footprint ma miejsce pod to wyprowadzenie, więc drutu do przylutowania do obudowy. Akurat lutuje się do obudów nuwistorów łatwiej niż do obudów potencjometrów. Tak, te umasienie obudów nuwistorów oraz umasienie obudów potencjometrów powinno być było wykonane przed tymi pomiarami.

    I jeszcze jedno.
    Struktura okablowania przewodów 230V w mieszkaniu to już jednożyłowa pętla obejmująca cały pokój - bo gdzieś jedna z żył takiej pętli przewodu dwużyłowego jest już upalona. Podobnie z zasilanie punktów świetlnych. Przebudowa mieszkania by to zmienić odpada bo to nie ma sensu. W starszych blokach tego nie było i było tam ciszej z polem 50Hz. Nawet akumulator jakiego zasilacz to tylko połowa wyeliminowanego problemu. Pozostanie problem co zrobić z ekranami, wirtualna ziemia - bo tylko to mogę mieć? Nie nie wpakuje kasy w to mieszkanie, z musu w nim mieszkam bo to po rodzica a niedawno zmarła mi mama. Lokalizacje mi nie odpowiada, mieszkanie też więc wyłożenie na nie jakiejkolwiek złotówki nie ma sensu.

    Dodano po 24 [minuty]:

    mkpl napisał:
    >>21910237
    Błędem jest myślenie, że zasilacz impulsowy z generatorem np. na 100kHz nie pracuje na częstotliwościach audio.

    Przetwarzanie faktycznie jest na 100kHz ale regulacja napięcia to ~500Hz - 2kHz i te fluktuacje są upierdliwe.


    Nie, nie myśle tak. Jednak użyłem dość archaicznych przetwornic gdzie nie zaimplementowano current mode nie mówiąc o spread spectrum.
    Zaś te fluktuacje to inny problem i inna przyczyna. To brak kompensacji częstotliwości pętli ujemnego sprzężenie zwrotnego regulującego napięcie wyjściowe. Jak każda regulator w automatyce jest możliwość do wejścia w oscylacje niegasnące, pracę cykliczną itd. Szczególnie te wykorzystujące current mode maja wysoką tendencie do dodatkowego oscylowania pętli regulacji napięcie. Trzeba niestety dobierać kompensacje czestotliwosciową. Te oscylacje to są w zakresie od o kilkuset Hz do kilku kHz. O ile przetwornice ste-down są pod tym względem spokojniejsze a na pewno te starej generacji jak ta LM2595/2596 to są step-up LM2585 niestety lubi sobie pogwizdać w okolicy 1 - 3kHz. Tej drugiej to mały prąd obciażenie, za dobry kondensator na jej wyjściu i dolne napięcie z roboczego zakresu pracy to warunki do wpadanie w niestabilność. Pomaga dociążenie jej albo nawet wyprowadzenie klucza odciążyć rezystorem do masy. Znika to pogwizdywanie w paśmie akustycznym. Akurat scala nie lubi prądów obciążenia niższych od 10 - 30 mA. Wyliczenie teoretyczne kompensacji jest obarczone zbyt dużą niepewnością. Gotowiec projektowy od producenta ma limit minimalnego prądu obciążenia dla tego układu scalonego.

    To oznacza, że trzeba zrobić testowa płytkę z samą przetwornicą, nominalnie ją obciążyć i zasilić, sprawdzić kompensację a nawet ją dobrać czy zoptymalizować a potem można brać się za schemat urzadzenie i projekt PCB do niego.

    Miałem podobną przygodę z nowocześniejszym LMR64621. Akurat nie było możliwości zakupu od ręki 10uF MLCC (czasy pandemii wtedy normą było informowanie przez dystrybutorów jak Mouser, Digikey, że czekamy na dostawy komponentów, nawet biernych RC, tak od 50 do 130 tygodni!), ten filtrujący na wyjściu. Mogłem kupić tantala (karta katalogowa sugerowała ż emoże być i MLCC i tantalowy) i niestety z nim zamiast MLCC, przetwornica nie potrafiła dać więcej niż około 80% założonego napięcie wyjściowego . Nie było rekcji na regulowanie napięcie tym dzielnikiem, założeniem było uzyskanie 12.6 - 12.8V. Ale powyżej 10.3V nie chciała. nietypowe dodanie kondensatorów w tym dzielniku pozwoliło ją zmusić do pracy. Tak, inny kondensator, tantale maja duże ESR. Inny typ w jej miejsce - OK, poprawne praca co do uzyskiwania napięcia, ale jest szum niezbyt selektywny w okolicy 180Hz. To efekt pomysłu rozmywania szybkości dziania pętli regulacji napięcia. ma to zapobiegać niepożądanym oscylacji ale to rozpraszanie punktu dla komparatora w pętli regulacji daje niestety ten szum. Jego skompensowanie czestotliwościowe tej pętli regulacji napięcia ("fabryczne") okazało się przekompensowaniem.

    Dodano po 14 [minuty]:

    max-bit napisał:

    Acha nuvistory z swej zasady nie były (?) używane w zastosowaniach audio


    Nie. Sprzęt pomiarowy albo HF lub wzmacniacze szerokopasmowe. Dla audio nawet półprofesjonalnego były za drogie. Jednak w ZSRR wyprodukowano w niewielkiej liczbie 6S62N z przeznaczeniem do magnetofonów "powszechnego użytku" czyli na rynek konsumpcyjny (jeden taki nuwistor na samy wejściu wzmacniacza oczytu/zapisu - widać ichnie 6N2P nie były takie dobre co jest zgodne z prawdą , wersja cywilna 6N2P to śmieć jakościowy).

    Oprócz nuwistorów były ciekawszymi planarne triody przewidziane do wlutowania do PCB. Konstrukcja planarna to pod w.cz. UHF i pasmo L. Mowa o typach jak 8081 (https://www.radiomuseum.org/tubes/tube_8081.html ), 8082, 8083 (ta ostanie to też m.cz., µ=94, gm=10.5mA/V) oraz w sumie prekursora tej konsturkcji jak 7462. Ogromną zaleta jest znikome mikrofonowanie. Z planarnych triod małej mocy była też taka mająca nachylenie 110mA/V.

    Jak już mikrofonowanie. Nuwistory wcale takimi dobrymi nie są w tej kwestii. Czemu? system elektrod ma mocowanie tylko na jednym ich końcu górna stystemu elektrod jest luzem - czyli niczym kamerton. Lepszymi jeśli chodzi niskie mikrofonowanie są lampy o konstrukcji frame-grid. Polecam radziecka duotriodę 6N28B-V. około 4 krotnie niższe mikrofonowanie od nuwistorów 6S51N-V. Innymi są pentody 6Ż45B-V oraz pentoda z podwójnym sterowaniem (gęsta trzecia siatka) 6Ż46B-V. Te lampy są zoptymializowane do niskich napięć anodowych - tak pod 50V.
  • #15 21910491
    filipcichowskidev
    Poziom 12  
    Posty: 85
    Pomógł: 4
    Ocena: 137
    Co do projektu płytki - czy tu są użyte dwie warstwy? Polecam stackup SIG-GND-GND-SIG - dwa środkowe lite groundplane'y gęsto poszyte przelotami sprawiają, że nie trzeba bawić się w ciągnięcie mas w gwiazdę, dzielenie mas analogowych, cyfrowych... Prąd ma zapewnioną niskoimpedancyjną ścieżkę powrotną, nie powstają anteny ze ścieżek nieotoczonych masą.

    max-bit napisał:
    Ocena pomysł ogólnie 2/5
    Wykonanie PAŁA 1/5 (głównie projekt PCB)
    Schemat dam 3/5 ale to tak w ramach zachęty i za sam pomysł


    Nie jesteśmy w szkółce żeby sobie wystawiać oceny numeryczne.
  • #16 21910539
    irek2
    Poziom 40  
    Posty: 6141
    Pomógł: 435
    Ocena: 386
    Ciekawy ambitny projekt tylko widzę trochę mało doświadczenia 🙂

    Żeby nie tracić 6dB na regulacji balansu za pomocą potencjometru liniowego i przy okazji szumów. Bocznikuje sie rezystorem wejście z wyjściem. Rezystor minimum ok. 20% wartości potencjometru. Charakterystyka regulacji nieco się wygina ale jest bliżej M+N. Kanał jest wyciszany a drugi nie jest zbyt wzmacniany.

    Fajnie, że ktoś wreszcie zastosował sprzężenie za filtrem LC. Ciekawe czemu nie ma tego w nogach katalogowych.
    Głównie chodzi o redukcję wpływu zmiennego obciążenia na rezonans filtru a więc jego dobroć i redukcję impedancji wyjściowej czyli szeregowej rezystancji cewek.

    Ciekawe czy być umiał wykonać pomiar współczynnika Damping Faktor czy poziomu szumów. To dość trudne pomiary w klasie D

    Po dodaniu szeregowego rezystora 3,3k na wejściu końcówki należy traktować układ jjako wzmocnienie otwartopetlowe 25dB a nie 26

    Bardzo duże wzmocnienie stopnia wejściowego zapewne przesteruje kolejny stopień wzmocnienia. I tu pomaga tra strata na balansuje. Dodaj rezystory o których napisałem a będziesz mógł zredukować wzmocnienie a przy okazji szumu.

    Patrząc na analizę widma coś jest bardzo skopane, bo widać straszny przydźwięk sieci.
    Bada się to stopień po stopniu przy zwartym wejściu badanego stopnia i szuka przyczyny. Zwykle zaczynam od stopnia mocy.

    Jakby co służę pomocną siedzą ale tylko na email. Już się nie udzielam na forach.
  • #17 21910543
    max-bit
    Poziom 34  
    Posty: 4589
    Pomógł: 117
    Ocena: 844
    Czy wy tak poważnie ?
    Naprawdę ?

    Przecież ten układ bardziej przypomina jakieś generator wszystkiego
    Policzyliście ile wynosi odstęp sygnału użytecznego od zakłóceń ????

    Ja wiem że ostatnio elektronika (no nie tylko) ... ale to se już jakieś "jaja"
    Może może jak by tu poprawić kilka ewidentych błędów to może moze coś by z tego wyszło.

    Ale
    Przetwornice - WON
    Nuwistory - WON
    Od biedy zrobić jakiś fajny (lub zastosować - a jest z czego wybierać) fajny wzmacniacz na wejsciu nawet w postaci OPAmpa

    A tak to mamy nie wiadomo co i nie wiadomo do czego

    Fakt chłop się narobił i ta płytka nie wygląda na pierwszy rzut oka źle ale jak widać to nie wszystko.
  • #18 21910570
    studisat
    Specjalista - lampowe odbiorniki radiowe  
    Posty: 1896
    Pomógł: 164
    Ocena: 296
    filipcichowskidev napisał:
    Co do projektu płytki - czy tu są użyte dwie warstwy?

    Dwie. Widać to przecież na załączonych obrazkach z projektem PCB. Na tych dwóch z projektem widać, że są tylko dwie warstwy Cu. Rozumie, że tylko pobieżnie rzuciłeś okiem o ile w ogóle. Rozumiem tęż że to wymaga czasu jakże cennego. Nie ma co się o to szarpać i tego aspektu dalej drążyć.

    filipcichowskidev napisał:

    Polecam stackup SIG-GND-GND-SIG - dwa środkowe lite groundplane'y gęsto poszyte przelotami sprawiają, że nie trzeba bawić się w ciągnięcie mas w gwiazdę, dzielenie mas analogowych, cyfrowych... Prąd ma zapewnioną niskoimpedancyjną ścieżkę powrotną, nie powstają anteny ze ścieżek nieotoczonych masą.

    Cztery warstwy dają większą swobodę. Przy dwóch są w zasadzie zawsze kompromisy. Ale jest też za to cena. Koszt. No trzeba się czasem złamać i zejść niżej z liczbą warstw. Tu na tym PCB mam miedź 35µm, te 70µm to ponad dwa razy drożej ale też jest i wada bo minimalny wymiar rośnie wraz z grubością PCB, wymiar czyli szerokość ścieżki, odstęp itd (krawędzie boczne ścieżek nie są pionowe!). Cztery warstwy Cu już jest super choć piąta daje jeszcze większa swobodę chcą zrobić pełny dookólny ekran dla ścieżek sygnałowych, które musza być dłuższe. Dlaczego dłuższe bo pełne elementy nie mogą byc położone dowolnie a określonych miejscach, np. gniazda, potencjometry, przełączniki.

    Teoretycznie jest OK w takim podejściu ale jest jedno ale lub jak kto woli pułapka. Przez jakikolwiek ekran nie mogą płynąc prądy a na pewno nie te zasilania i wszelkie powrotne ze strefy elementów po stronie wyjścia. Wtedy to mamy ekran chroniący przed polem elektrycznym ale niestety mamy silne sprzężenie indukcyjne i mamy niepożądany transformator lub coś a'la tradycyjne przekładnik. Wniosek od razu prostu otulić musimy masami przez które nie płyną duże prądy. Czyli to nie mogą być powierzchnie masy zasilania czy powrotu z obwodów filtrów, snubberów, zobli. Dochodzimy więc do tego że 4 warstwy to tez kompromisy i może więcej warstw to lepiej.

    Jeszcze jedno jak przez ten polygon zasuwa prąd (teoretycznie najkrótszą droga ale bardziej drogą o najmniejszej impedancji plus oddziaływanie generowanych pól magnetycznych) to na tym odcinku generuje się spadek potencjału a ten jest przewodzony przez resztę polygonu masy. Pominąłem jeszcze wszelkie zjawiska falowe bo mimo wszystko mamy tu chcąc nie chcąc RF.

    Na deser przelotka. Ona też ma impedancję, ona też ma rezonanse. ni ejest więc takim zwarciem warstw ze sobą.

    Co do mas wejściowych tu jednak moim zdaniem lepiej jest poprowadzić masy do wybranego punku o stałym potencjale. Dużych prądów nie mamy, szerokie ścieżki być nie muszą. Powiesz, że spodziewać się należy funkcji anteny z tej ścieżki masy, tak ale jednak tak samo odbiera zakłócenia też polygon masy.

    Jedno co bym na pewno teraz zmienił w layoucie to to dałbym kolejna klasę polygonu obejmującą sekcje układowe jak regulator barwy, wtórnik, stopień wstępny, przełączniki wejść i wyboru ich czułości. no bo droga powrotu zasilania i prądów z obwodów wyjść głośnikowych to dość jedna ograniczona sekcja (obszar) powierzchni na PCB.

    Pomimo tylko dwóch warstw starałem się (na pewno, coś przeoczyłem, na pewno może udałoby się poprawić) by droga powrotu do minusa zasilania była jak najmniej pokomplikowania. Możliwie blisko jest złącze zasilania tych wyprowadzeń mas układu TPA po jego stronie "prądowej". Powroty z tych kondensatorów filtrów, snubberów, zoblów idą możliwie "bezproblemowo" do układu TPA.

    Co istotne zasilanie przetwornic to geometrycznie już idzie inną drogą od złącza zasilania (OK nie zawsze geometria jest równa minimum impedancji).

    Jak już napisałem na pewno można inaczej ale na pewno będą wtedy inne kolizje. Jedno co widać ,że musiałem przerywać ścieżki plusa zasilania. Wyprowadzenie zasilnai oraz masy "prądowej" są po obu końcach jednej krawędzie scalaka TPA. Pomiędzy tymi dwoma grupami pinów zasilania są wyjścia głośnikowe oraz piny bootstrapów dla zapawnienia wyższego napięcia dla załączanie górnych mosfetowych kluczy prądowych w mostka niż napięcie zasilania tego układu scalonego. Tak konfiguracja wyprowadzeń oznacza ,że blok kondensatorów bulk można podzielić na dwie grupy. I tak jest, są dwie grupy po 3 kondensatory 680uF każdy. Razem 6. Pierwszy od strony scalaka TPA ma drogę plusa i minusa do scalaka bez przejść pomiędzy warstwami. Przejście dla ścieżki zasilania jest dalej. A kolejne? Unałem, że mogę dać przejść ze scieżką plusa na druga stronę PCB bowiem i tak najszybszy impuls prądu wymuszony przez scala jest od tego najbliżej niego. Zaś najszybszy ładujący jest od tego najdalszego względem układu TPA. W drodze prądowej plus mym jeszcze styk przekaźnika załączającego zasilanie oraz też bezpiecznik. To chyba jednak są większe "zawady" dla prądu niż przejście przez kilka przelotek na drugą stronę.

    Tyle o kondensatorach bulk ale zablokowanie pinów zasilania wymaga też czegoś jeszcze innego. No i są dwie pary kondesatorów MLCC. Każda para to bliżej wyprowadzeń 2.2nF C0G i drugi 100nF X7R (tak, wiem, że pojemność dla takiego dielektryka szybko spada wraz ze spolaryzowaniem napięciem stałym, dlatego zastosowałem o możliwie wysokim napięciu roboczym sprawdzając jeszcze kartę katalogową pod kątem takiej ch-ki zależności pojemności od biasu DC). Geometria radiatora pozwala te dwie pary tych MLCC umieścić przy bocznych (krótszych) krawędziach obudowy układu TPA, i ulokować je pod nim wiec możliwie jak najbliżej pinów zasilania układu TPA.

    Jeszcze wrócę do tych dwóch grup elektrolitów bulk (sa to polimerowe). Chodzi o dodatkowy zysk z wyboru typu cewek. Dwa te elementy (cewki podwójne niesprzężone i ekranowane magnetycznie z serii UA801x-AL) zajmują mniej powierzchni niż cztery cewki np. MSS1278 albo MSS1210. To pozwoliło mi dać bliżej wyprowadzeń pierwszy z trzech w każdej w dwóch sekcji tych bloków kondensatorów bulk.


    Masy i oddzielne dwa polygony w obszarze przetwornic. Generalnie to tak samo jak w stopniach wstępnych wszelkie obwody a tu jest mniej, idą do punktów w pobliżu wyprowadzeń masy scalaków przetwornic. Logiczny podział generacji kilku napięć (+48V, +72V, +12.6V i -12.5V) jest powiązany z danym układem scalonym. Jedna różnica to oddzielny polygon masy jako wspólny dla obu scalaków przetwornic radiator i stanowiący jednocześnie drogę powrotu minusa od kondensatora po stronie wejścia a wspólnego dla obu scalaków bo jest geometrycznie umieszczony pomiędzy tymi układami scalonymi (na schemacie ideowym "ładniej" by wyglądały dwa oddzielne). Czy można bliżej, można ale to oznacza też, że kondensator ma cieplej - czyli znowu kompromisy.

    Kończąc, nie wystarczy minuta na "oblukanie" tych załączonych projektów layoutu PCB. Może być koniecznym wyjaśniający komentarz.
  • #19 21910578
    filipcichowskidev
    Poziom 12  
    Posty: 85
    Pomógł: 4
    Ocena: 137
    studisat napisał:
    Dwie. Widać to przecież na załączonych obrazkach z projektem PCB. Na tych dwóch z projektem widać, że są tylko dwie warstwy Cu. Rozumie, że tylko pobieżnie rzuciłeś okiem o ile w ogóle. Rozumiem tęż że to wymaga czasu jakże cennego. Nie ma co się o to szarpać i tego aspektu dalej drążyć.


    Po co ta złośliwość? Jak pokazuję layouty swoich płytek innym to wysyłam tylko top i bottom, a środków nie daję jak robię sig-gnd-gnd-sig to po co, tam nic nie ma poza przelotami. Dlatego pytam.

    studisat napisał:
    Na deser przelotka. Ona też ma impedancję, ona też ma rezonanse. ni ejest więc takim zwarciem warstw ze sobą.


    Często łatwiej jest osiągnąć niską impedancję dając gęste szycie przelotami niż łącząc masę w gwiazdę, zapewniam. Można to wyliczyć w kalkulatorze typu Saturn PCB Toolkit na konkretnym przykładzie, spróbuj wziąć ścieżki z Twojej płytki.

    Postrzegasz 4 warstwy jako dużą wygodę. Owszem, płytki 4 warstwowe projektuje się fajnie ale warto zwrócić uwagę na dodatkową korzyść - warstwa GND i sygnałowa tworzą kondensator planarny i ten kondensator ściąga zakłócenia wysokiej częstotliwości do masy.

    Jednolity polygon masy zszyty przelotami dziala jako ekran, a nie antena. Należy też zadbać o dodanie przelotów GND niedaleko sygnałowych jak zmieniasz warstwy i wtedy to działa super.

    Wprawdzie w teorii przez ekran nie powinien płynąć prąd, ale w praktyce warstwy wewnętrzne działają zarówno jako ekran jak i prąd powrotny. A można tak zrobić, bo w większości przypadków i tak generuje to mniej EMI niż osobna masa sygnałowa i ekranująca bo return path się wtedy pogarsza ze względu na różnicę potencjałów.
  • #20 21910600
    studisat
    Specjalista - lampowe odbiorniki radiowe  
    Posty: 1896
    Pomógł: 164
    Ocena: 296
    irek2 napisał:

    Żeby nie tracić 6dB na regulacji balansu za pomocą potencjometru liniowego i przy okazji szumów. Bocznikuje sie rezystorem wejście z wyjściem. Rezystor minimum ok. 20% wartości potencjometru. Charakterystyka regulacji nieco się wygina ale jest bliżej M+N. Kanał jest wyciszany a drugi nie jest zbyt wzmacniany.

    Nie pomoże a niestety popsuje. Lampa to nie op-amp. W górny położeniu OK obciążenie tego stopnia lampowego SRPP to 220k. Ale w połowie to będzie około 113,2k. O połowę mniej to już spadek wzmocnienia i istotny wzrost THD i niestety silniejszy wzrost trzeciej harmonicznej. A co w 1/4 położenia? No jest już bardzo źle - 63,4k. Spadek wzmocnienia co może nie jest jeszcze kłopotem ale zmiana widma THD. Ten wpływ na THD jest tu zredukowany dzięki topologii SRPP. Dochodzi niestety jeszcze zmiana dolnej częstotliwości granicznej proporcjonalnie do zmiany rezystancji obciążenia bo musi być ten kondensator pomiędzy stopniem lampowym a tym potencjometrem. Zamiast spodziewanej poprawy znaczna degradacja bo istotna w barwie dzwięku. Wymaganym jest aby rezystancja obciążenia tego pierwszego stopnia była niezmienna niezależnie od położenia gałki balansu. Twoja propozycja tego nie spełnia. Lampy mają niskie nachylenia ch-tyk anodowych czyli mają małe transkonduktancje (czyli mamy wysokie względnie rezystancje wyjściowe stopni lampowych) i niestety nie można przenosić na nie kalki z op-ampów jak i z układów tranzystorowych.
    jeszcze jedno pozom i widmo THD silnie zależy w układach lampowych od poziomu wysterowania silniej niż w op-ampach gdzie istotna zmiana ma miejsce gdy osiagamy max możliwości pracy wyjścia. To już lepiej jest zapewnić te dodatkowe 6dB dla zapasu dla środkowego położenia.
    Tu jest SRPP co ratuje sytuację przy Twojej propozycji ale gdyby to był stopień na jednej lampie, oporowy to doszła by spora zmiana poziomu THD nie mówiąc o widnie i istotnej zmianie proporcji pomiędzy harmonicznymi.
    Ale w praktyce to regulowanie balansu praktycznie nie jest potrzebne. Barwy dźwięku tak ale balansu w zasadzie nie.
    Ten narzut 6dB przez zastosowanie SRPP pomimo nieskiego napięcia zasilania stopnia lampowego nie jest jakimś problemem. Dla stopnia oporowego tak bo limitem jest jest parametr µ triody, akurat 6S51N nie ma go niskiego dla regionu punktu pracy (około 27) więc te 22 dB jest realne do realizacji. Kłopotem w SRPP jest małe lokalne USZ redukujące THD i poprawiające widmo THD.

    irek2 napisał:

    Fajnie, że ktoś wreszcie zastosował sprzężenie za filtrem LC. Ciekawe czemu nie ma tego w nogach katalogowych.
    Głównie chodzi o redukcję wpływu zmiennego obciążenia na rezonans filtru a więc jego dobroć i redukcję impedancji wyjściowej czyli szeregowej rezystancji cewek.

    Czemu pominąłeś to najgorsze czyli nieliniowość rdzenia ferromagnetycznego cewek. Redukcja wpływu obciążenie nie jest tak znacząca. Spada overshoot dzwonienia ale to efekt bardziej kształtu korekcji częstotliwościowej i fazowej w tych elementach pętli PFF. Na pewno dostaniemy silny zysk w redukcji THD i szumów.

    Przeszkodą jest to, że tory sygnałowe w TPA tej rodziny nie odwracają fazy. Czyli odmiennie w tej mocniejsze rodzinie TPA. Na papierze sprawa jest prosta łączymy te pętle sprzężeń zwrotnych PFF na krzyż. Ale to niestety jednak też kompromis. Na papierze jest symetria ale ona jest bezwzlędnie w realu i tjuż w samej strukturze układu TPA? Jest na tyle wystarczająca że kilkukrotną redukcje można osiągnąć i to z łatwością. Jednak największy zysk na THD z pętli PFF jest gdy ceki a raczej ich rdzenie są słabe.


    irek2 napisał:

    Ciekawe czy być umiał wykonać pomiar współczynnika Damping Faktor czy poziomu szumów. To dość trudne pomiary w klasie D.

    Na pewno kosztowne to raz. Dwa trudność jest w tym śmietniku RF. Poważnym ograniczeniem będzie niestety to że jakiś punkt o ustalonym potencjale będzie sobie pływał względem sieci energetycznej. Najpierw to ma być budowa czystego układu pomiarowego jest wyzwaniem. Opisy jak to pomierzyć są dostępne.

    Zakładając, że jakoś z przybliżeniem model TPA326 opisuje realny układ w zakresie analizy częstotliwościowej AC to ciekawym są wyniki gdzie zamiast rezystora obciążeniem jest dwójnik RL czyli model pojedynczego głośnika, a dwójnik parametryzowany. Miernikiem impedancji RLC można pomierzyć różne głośniki i przyjąć zakresy parametryzacji. Zrobiłem i mamy obszar gdzie będzie rzeczywisty przebieg ch-ki. Dla pewnych par wartości RL mam pogorszenie pasma przenoszenie, dla innych podbicie dzwonienia a nawet wyraźne ujawnianie się kolejnego dzwonienie. Dałem taki wykres w opisie, który opisuje poprzednika tego wzmacniacza. Link jest w pierwszym poście tego wątku. nie było sensu tego powielać bo podukład z TPA jest bez zmian.

    irek2 napisał:

    Bardzo duże wzmocnienie stopnia wejściowego zapewne przesteruje kolejny stopień wzmocnienia. I tu pomaga tra strata na balansuje. Dodaj rezystory o których napisałem a będziesz mógł zredukować wzmocnienie a przy okazji szumu.

    Wyjaśniłem na początku, że to nie jest do końca prawdą w tym układzie.

    irek2 napisał:

    Patrząc na analizę widma coś jest bardzo skopane, bo widać straszny przydźwięk sieci.

    Tak, po pierwsze brak ekranu obejmującego PCB. Obudowy potencjometrów wykrywają ruch ręki w pobliżu (na słuch może realnie nie ale na widmie FFT już tak), ich obudowy nie były umasione (no inny topnik potrzebny by dolutować przewodzik do pobliskiego oczka z masą). metalowe obudowy nuwistorów nie były wtedy umasione jak w tym poprzednim. W poprzednim wzmacniaczu był tylko jeden potencjometr o niskiej rezystancji (a tu mamy jeden a czterech z konieczności 220k, konieczność ta to niestety stopień lampowy, potencjometr balansu łatwo łapie przydźwięk). Sumaryczne wzmocnienie w typ pierwszym wynosiło jakieś 32dB i czułość około 390mVrms a w tym jest wzmocnienie z uwzględnieniem straty na regulator balansu to 39dB i czułość już jakieś około 250mVrma ale pierwszy stopie ma już o te 13dB większe wzmocnienie.

    Kable BNC mam podłej jakości co do ekranu a i tak wybrałem ten do wejścia wzmacniacza możliwie najlepszy z kupionych w dobrze znanym sklepie posiadanych a różnice w wysokości piku 50Hz były rzędu 20dB. Niestety w sklepie nie kupię od ręki lepszych. Tak, kupić lepsze ale po to by sobie leżały w szufladzie? Kolejna różnica to inny filtr za obciążeniem wzmacniacza. Wcześniej był to tylko filtr RCRC. Tu jest RCLCLCR i niestety ta zmiana nie była dobrą Cewki od ręki w dobrze znanym sklepie niestety tylko podłej jakości no-name. OK kupić można Coilcraft np. w Mouserze ale za wysyłkę doliczymy jeszcze 300PLN plus VAT od tej kwoty. Takie zakupy odpadają poza długa listą elementów przekraczająca 200 PLN netto by dostawa była gratis (czeka się krótko na trzeci dzień jest paczka). Ten drugi filtr jest OK dla zdjęcia ch-ki częstotliwościowej.

    Co gorsze nie ma PE w instalacji. Do ziemi daleko 8 pięter. Nie mam jak odprowadzić zakłóceń z sieci elektroenergetycznej. Napięcie sieciowe ma dziesiątki harmonicznych śmieci. Przez trafo sieciowe tradycyjnego zasilacza też te harmoniczne przejdą. Filtry przeciwzakłóceniowe OK ale gdzie PE czy ziemia? Brak. Zasilacz laptopa ma pozorna ziemię - połowa pomiędzy L a N czyli 115V AC i tka jest na zacisku PE wiszącym w powietrzu.

    Dodano po 23 [minuty]:

    filipcichowskidev napisał:

    Po co ta złośliwość? Jak pokazuję layouty swoich płytek innym to wysyłam tylko top i bottom, a środków nie daję jak robię sig-gnd-gnd-sig to po co, tam nic nie ma poza przelotami. Dlatego pytam.

    Sorki, to nie złośliwość ale raczej skomentowanie czemu o to zapytałeś.
    Ja jednak bym dał projekt layoutu wszystkich warstw a nie tylko skrajnych.

    filipcichowskidev napisał:

    Często łatwiej jest osiągnąć niską impedancję dając gęste szycie przelotami niż łącząc masę w gwiazdę, zapewniam. Można to wyliczyć w kalkulatorze typu Saturn PCB Toolkit na konkretnym przykładzie, spróbuj wziąć ścieżki z Twojej płytki.
    I jest ich sporo tam gdzie spodziewam się przepływu dużych prądów. Gdzie indziej jest ich mniej. Duża liczba przelotek podnosi cenę PCB. Coś za coś. Gdzieś trzeba wypośrodkować.

    filipcichowskidev napisał:

    Postrzegasz 4 warstwy jako dużą wygodę. Owszem, płytki 4 warstwowe projektuje się fajnie ale warto zwrócić uwagę na dodatkową korzyść - warstwa GND i sygnałowa tworzą kondensator planarny i ten kondensator ściąga zakłócenia wysokiej częstotliwości do masy.

    Jednak bym jednak unikał tego by te polygony masy z płynącymi dużymi prądami były tymi ekranami. Ale to by oznaczało że nie 4 warstwy a 6 warstw, choć sekcjonując te polygony i pilnując geometrycznego podziału PCB na bloki funkcjinalne to 4 warstwy można utrzymać

    filipcichowskidev napisał:

    Wprawdzie w teorii przez ekran nie powinien płynąć prąd, ale w praktyce warstwy wewnętrzne działają zarówno jako ekran jak i prąd powrotny. A można tak zrobić, bo w większości przypadków i tak generuje to mniej EMI niż osobna masa sygnałowa i ekranująca bo return path się wtedy pogarsza ze względu na różnicę potencjałów.


    W praktyce to miałem całkiem na odwrót, że ten prąd płynący przez ekran potrafi coś nie tyle zabrudzić ale skutecznie unieruchomić. Ba, jaką walkę miałem z udowodnieniem, że potrzeba przerwać te lokalne pętle wielu przewodów wyrównawczych PE do ziemi. Obok był słup 110kV, mnożenie pętli poprzez z mnożeniem przewodów wyrównawczych wymagał projektant w SWZ. Efekt brak jakiejkolwiek komunikacji po RS-485 z oszałamiającą szybkością 38.4kbit i galwaniczna separacja portu RS-485 w sterowniku PLC po mojej stornie. To połączenie RS485, uwaga, aż 2.5 metra! (ekranowana skrętka dedykowana do RS-485 i wszelkich Fieldbusów, ciut gorszy niż ten dla Profibusa a nie dziadowski ersatz ze skrętki ethernet). Pozostałe 8 podobnych urządzeń o takiej samej topologii szaf sterowniczych i tej komunikacji do podsystemu pomiarowego gazów od innego podwykonawcy i nie było problemów ale ten jeden słup 110kV oddalony o 35 metrów zepsuł. Zapis w SWZ był nienaruszalny. Więc jako ze te kable wyrównawcze to linki to termokurcze na tulejki rozwiązały problem bo te kable musiały być wetknięte do złączek. Tylko jeden przewód wyrównawczy od szafy do ziemi (drugie połączenie z ziemią było od silnika napędzanego falownikiem w mojej szafie do uziomu zgodnie z narzuconym projektem, trzecie do zasilającej rozdzielni oddalonej o jakieś 150 metrów, zaś zapisy w SWZ generowały trzy dodatkowe lokalne połączenia wyrównawcze PE do ziemi zabijające skutecznie komunikacje RS-485).


    Podsumowując raczej nie będę powielał regulatora barwy dźwięku, balansu. Bez niego a nawet rezygnując z PFF mogę nie mieć potrzeby 4 warstw a bardziej zwarty layout PCB i mniejsze jej rozmiary okażą się zyskiem wyższym niż liczbowa 4-krotna redukcja THD. 2 a nie 4 warstwy to też realnie przekłada się na wydaną kasę.
  • #21 21910637
    irek2
    Poziom 40  
    Posty: 6141
    Pomógł: 435
    Ocena: 386
    studisat napisał:
    Nie pomoże a znacznie popsuje.


    Nie pisałem nic o lampie tylko o sposobie na regulacje balansu bez straty cennego wzmocnienia.

    studisat napisał:
    Czemu pominąłeś to najgorsze czyli nieliniowość rdzenia ferromagnetycznego cewek.


    To nie jest najgorsze. Najgorsza jest niestabilność końcówki mocy wynikająca z niewiadomej impedancji obciążenia przy rezonansie LC. Pokaż charakterystykę końcówki zdjętą sprzed filtru. Jeśli sprzężenie cokolwiek będzie dodawało to jest to potencjalny problem. Ciekawy jestem jak zasymulowałeś TPA3116, bo nie są znane jego parametry częstotliwosciowe? Gdzieś w nocie zdaje sie jest napisane, ze ma pasmo 100khz -3dB. W zasadzie mogę to zmierzyć, bo mam odpowiednio strome filtry. Ale charki fazowej nie zmierze.

    studisat napisał:
    Na pewno mam silny zysk w redukcji THD i szumów.


    Szumy będziesz miał takie same jakbyś ustawił mniejsze wzmocnienie w samej koncowce. Ale zgodzę się, że redukując wzmocnienie poniżej 20dB osiagnąłeś niższe szumy niż ten układ mogłby zapewnic. Jednmak a nic się to nei zdało, bo są ewidentne problemy z masami.

    studisat napisał:
    Jednak największy zysk na THD z pętli PFF jest gdy ceki a raczej ich rdzenie są słabe.


    Masz pomiary THD ze sprzezeniem i bez? Przy tym samym wzmocnieniu?
    Przy dobrych cewkach THD są pomijalne zwłaszcza w tym układzie gdzie za THD odpowiada lampa.
    Z tego co widzę to zastosowałeś cewki z bardzo dużym zapasem rodem z TPA3255
    Mam całę widaro cewek/ rdzeni do klasy D. Moj pierwszy projekt dyskretnej klasy D ma już chyba ze 20 lat. Ważny jest materiał rdzenia. Chińczyki często dają żółte rdzenie ze sproszkowanego żelaza które są zbyt wolne i grzeją sie do wysokich temperatur. Kiedyś rozgrzałęm taki rdzeń ąz spłynął z niego lakier :) Dobrę są czerwone Amidiony ale drogie i mają niskie AL, cewka ma dużą rezystancje. Mam też białe pierscieniowe ze szczeliną Ferooxcube, dużo lepsze ale cieżko dostępne. Najtańsze są ferryty otwarte NI-Zn, jako szpulki czy prawie zamknięte z małą szczeliną

    studisat napisał:
    Na pewno kosztowne to raz. Dwa trudność jest w tym śmietniku RF. Poważny ograniczeniem będzie niestety to że jakiś punkt o ustalonym potencjale będzie sobie pływał względem sieci energetycznej. Najpierw to budowa czystego układu pomiarowego jest wyzwaniem. Opisy jak to pomierzyć są dostępne.


    Buduje takie układy pomiarowe. Strome filtry, wzmacniacze różnicowe. Bez tego nie zmierzysz obecnie żadnej klasy D Mierze rzeczywiste szumy. DF mozna okreslic na podstawie spadku napiecia obserwujac głowną harmoniczna na FFT. We wzmacniaczach liniowych mierze impedancje tak jak to sie robi z pomiarem impedancji gośników. SW potrafi ją mierzyc z rozdzielczością1milioma.

    studisat napisał:
    Tak, po pierwsze brak ekranu obejmującego PCB. Obudowy potencjometrów wykrywają ruch ręki, ich obudowy nie były umasione


    To są podstawy pomiarów audio. Przy klasie D z wyjściem mostkowym w dodadku z tego typem modulacji jak ma TPA konieczne jest wejście różnicowe. Moja karta muzyczna takowe posiada ale można też zrobić wzmacniacz specjalny różnicowy wzmacniacz pomiarowy. A na pewno potrzebny jest odpowiednio dobrany dzielnik i filtr, żeby nośna nie nasycała stopni wejściowych.

    Osobiście używam zewmętrznego generatora 1khz o niemierzalnych THD dzieki czemu nie mam też problemu z pętlą mas która powstaje przy pomiarze na samej karcie muzycznej.

    Widzę, że to duża płytka i złożony układ analiza i poprawki petli mas zajełyby sporo czasu. Mogę Ci w tym pomóć. I na pewno cztero warstwowa płytka nie jest tu żadnym rozwiazaniem co ktoś sugerował. Tak proste analogowe układy. Takm tu nie ma nic cyfrowego!. To można zrobić na jedno warstwowej. Tylko trzeba masy prowadzić z głową. I tak gdzie są duże impedancje ekranować i trzymać z daleka od zakłuceń. Nie raz siedziałem nad podobnymi układami tnąc masy czy pogrubiając gdzie trzeba. Najlepiej rozbić ten układ na osobne bloki i połączyć masy szeregowo. Znajdując wspólny punkt, gwiazdy zwykle jest to masa zasilacza gdzie układ może być uziemiony. Ale to temat rzeka. Od ponad 30 lat tym się zajmuje.
Odpowiedz Fajne? Ranking DIY | Nowy temat
Powiadamiaj o nowych artykułach
📢 Słuchaj (AI):
Zgłoś naruszenie prawa

Podsumowanie tematu

✨ Opisano wzmacniacz audio klasy D oparty na TPA3126 taktowanym 1200 kHz, z wzmocnieniem ustawionym na 26 dB oraz dodatkową pętlą ujemnego sprzężenia zwrotnego PFF obejmującą wyjściowe filtry rekonstrukcyjne LC. Pętla PFF ma głębokość około 12,4 dB, co ma redukować zniekształcenia nieliniowe. Zastosowano podwójne cewki z niesprzężonymi magnetycznie uzwojeniami, ekranowane magnetycznie, firmy Coilcraft z serii UA801x-AL, dobrane pod niskie THD i małą nieliniowość rdzenia. Wejście stopnia mocy z PFF jest sterowane symetrycznie, co jest wymagane do realizacji tej pętli. W dalszej części opisu pojawia się odniesienie do układów TPA3156 i TPA3116 oraz do konfiguracji z czterema torami zakończonymi półmostkiem.
Wygenerowane przez model językowy.
Popularne dzisiaj
REKLAMA